Nejdůležitější elektronické součástky

1. Odporové součástky

a) Rezistor

Rezistor je součástka, jejímž hlavním parametrem je elektrický odpor. Je charakterizován svou vodivostí y = e₀nb, přičemž hustota nosičů náboje n a pohyblivost b mohou být velmi teplotně závislé.

Pro odpor vodiče platí např. vztah

kde l je délka vodiče [m], S je průřez vodiče [mm²] a y je konduktivita [m·Ω^-1·mm²], tj. čím větší je y, tím menší bude odpor.

Vztah mezi elektrickým odporem a elektrickými veličinami proudem a napětím je dán Ohmovým zákonem

U = I·R

Voltampérová charakteristika a schematická značka rezistoru:

Obrázek ukazuje průběh této funkce ve tvaru

a odpovídající schematickou značku rezistoru. Jednotkou odporu je Ω (ohm) = V/A.

Bude-li nyní rezistor připojen na zdroj proudu, vznikne ihned v okamžiku zapnutí úbytek napětí U na rezistoru, protože proud může procházet v plné velikostí okamžitě. Rezistor je tedy ideální součástka k vytvoření napěťového obrazu procházejícího proudu, a tím i k dělení napětí.

Teplotní závislost odporu běžného rezistoru lze vztáhnout na výchozí teplotu 20°C a při změně teploty až do 200°C ji můžeme udávat takto

kde a₂₀ se nazývá teplotní součinitel odporu. U většiny vodičů je tento součinitel kladný, tj. odpor se s rostoucí teplotou zvětšuje. U většiny kovů leží a₂₀ v okolí hodnoty 4·10^-3 °C^-1.

Jestliže zanedbáme malé vlastní kapacity a indukčnosti i povrchový jev u velmi vysokých frekvencí, lze rezistor považovat za frekvenčně nezávislou součástku.

Rezistory se v současnosti realizují převážně ve formě drátových, vrstvových nebo hmotových rezistorů:

a) U drátových rezistorů je drát z konstantanu, chromniklu nebo manganinu, vinutý jednovrstvově na izolačním tělese (nejčastěji z keramiky), a to bud unifilárně (malá vlastní kapacita), nebo bifilárně (malá vlastní indukčnost).

b) U vrstvových rezistorů je odporový materiál nanesen na keramické tělísko ve formě uhlíkové nebo kovové vrstvy nebo šroubovice.

c) Hmotové rezistory tvoří často uhlíkové částice a spojovací prostředky, které jsou lisovány do tyčí.

Rezistory se dnes nejčastěji vyskytují v normalizovaných řadách od jednotek ohmu do gigaohmů. Pro řadu např. E 12 lze uvést: 1; 1,2; 1,5; 1,8; 2,2; 2,7; 3,3; 3,9; 4,7; 5,6; 6,8; 8,2; 10. Výkonové hodnoty jsou normalizovány ve wattech, a sice 0,125; 0,25; 0,5; 1; 2; 3 W atd. Pro oblast tolerancí jsou nejčastěji zaručovány hodnoty 10% nebo 20%, popřípadě (vybrané součástky) 5%, 2% nebo i méně než 1%.

Hodnoty odporu a jeho tolerance mohou být vytištěny na rezistoru ve formě barevného kódu.

Jako proměnné rezistory používáme otočné nebo posuvné rezistory (potenciometry), které se vyrábějí jak v drátovém, tak ve vrstvovém provedení.

b) Termistory

Pod pojmem termistor se rozumí rezistor, jehož odpor je značně závislý na teplotě. Podle toho, zda teplotní součinitel odporu je záporný nebo kladný, se rozlišují termistory NTC nebo PTC. Termistory se používají zejména v měřicí nebo kompenzační technice.

Termistory NTC

Jak je ukázáno na obrázku (dole), zmenšuje se odpor termistoru NTC s rostoucí teplotou podle exponenciální funkce. Toto chování je typické pro mnoho polovodičů ze známých důvodů (výraznější zvětšení hustoty n než zmenšení pohyblivosti b při rostoucí teplotě).

Charakteristika a schematická značka termistoru NTC:

Jako základní materiály pro rezistory tohoto druhu se záporným teplotním součinitelem odporu (NTC) se používají především oxidy

železa, niklu, manganu, titanu a kobaltu. Germanium a křemík jsou pro tento případ křehké a také příliš drahé.

Termistory PTC

Pro termistor s kladným teplotním součinitelem odporu (PTC) je určující silná závislost permitivity e na teplotě u feroelektrických látek.

Z technologických procesů tuhnutí je známo, že při přechodu z kapalného do pevného skupenství chtějí cizí látky zůstat v roztaveném stavu, tj. unikají před postupující rovinou tuhnutí. Necháme-li dotovanou taveninu, jež krystalizuje, polykrystalicky ztuhnout, objeví se odchylky od ideálního krystalu, a tím také nepravidelné obohacení dotovanými látkami především v povrchových oblastech jednotlivých uspořádání krystalů, tedy na hranicích zrn. To vede mezi dotýkajícími se zrny (podobně jako u přechodu PN) k difúzi volných nosičů náboje, tj. na hranicích zrn zůstávají ionizované pevné atomové části (ionty). Vytvoří se prostorový náboj s hustotou o a vzhledem k Poissonově rovnici

vzniká difúzní napětí . Na hranicích zrn se tedy vytvářejí závěrné vrstvy, které určují průchozí odpor krystalů, a tedy i součástek. Jak je známo, existují látky, které při Curieově teplotě vlivem spontánní polarizace mění skokem svou permitivitu. Při vzrůstu teploty dochází např. ke skokovému zmenšení s, což podle rovnice

má za následek výrazné zvýšení potenciálu , a tím také značné zvětšení odporu.

Odpor takové feroelektrické látky závisí, jak je ukázáno na obrázku níže pro baryum-titanátovou keramiku, na teplotě takto: Pod Curieovým bodem je permitivita s vlivem polarizace velká, odpor je relativně malý a podobně jako u polovodiče s rostoucí teplotou klesá (NTC). Při Curieově teplotě pak prudce vzroste odpor, tj. vzniká závislost PTC s kladným teplotním součinitelem odporu, např. desetinásobný přírůstek odporu na rozdílu 30°C. U konečné hodnoty teploty prochází křivka maximem a přechází opět do závislosti se záporným teplotním součinitelem odporu. To souvisí s tím, že při dále rostoucí teplotě jsou z energeticky hluboko ležících poruch na površích zrn dodatečně uvolňovány nosiče náboje, které opět sníží potenciální bariéru.

Charakteristika a schematická a značka termistoru PTC:

Protože se oblasti prostorového náboje na hranicích zrn celkově projevují jako mnohonásobná antiparalelní zapojení přechodů PN, bude závislost odporu termistoru stejná jako závislost odporu diody pólované v přímém směru. Tato napěťová závislost odporu, nazývaná také varistorový jev , přichází v úvahu tehdy, jestliže termistor se závislostí PTC bude provozován při vyšších napětích, tj. nad "prahovým napětím diody".

Curieův bod, který je pro závislost PTC na obr. 3.3 asi 80 °C, lze volit při výrobě přísadami olova a stroncia v rozmezí teplot - 50 °C až 250°C. Nejvýraznější nárůst odporu v závislosti na přírůstku teploty je dosažitelný u slitin, které mají Curieův bod přibližně kolem 100°C.

c) Fotorezistor

Fotorezistory jsou jako termistory vytvořeny rovněž na polovodičovém základě. Mění svůj odpor pod vlivem světelného záření vzhledem k existenci vnitřního fotoelektrického jevu:

Světlo, podobně jako tepelné záření, je elektromagnetické vlnění, jehož frekvence je jen o něco vyšší. Protože podle Maxe Plancka lze záření frekvence f přiřadit energii E (rychlost záření je přitom c), platí podle Plancka a Einsteina

E = hf = mc²

kde h = 6·625·10^-34 J·s je Planckova konstanta. Tím je možné definovat pohybující se částice s hmotností m (nejde o klidovou motnost), které se nazývají fotony.

Vstoupí-li takovéto fotony do tělesa, které je citlivé na světlo, budou v krystalové struktuře vytvořeny vlivem přírůstku jejich energie další volné nosiče náboje. Tím značně stoupá y ~ n, tj. klesá odpovídajícím způsobem odpor. Obrázek níže ukazuje charakteristiku fotorezistoru, tj. odpor R jako funkci intenzity osvětlení E_I v luxech (lx). Jako orientační hodnotu uvedeme, že umělé světlo má rozsah od 10 do 1000 luxů.

Charakteristika a schematická značka fotorezistoru:

Charakteristika fotorezistoru silně připomíná charakteristiku termistoru. Výchozím materiálem je zde často sloučenina kadmia s některým chalkogenem (kyslíkem, sírou, selenem, telurem) vzniklá slínováním. Fotorezistory se mnohostranně využívají v měřicí a regulační technice.

d) Varistor

Charakteristika a schematická značka varistoru:

Jak ukazuje obrázek, jde o rezistor s velmi nelineárním průběhem odporu. V anglosaské literatuře bývá označován zkratkou VDR (voltage

dependent resistor). Varistor je nejčastěji vytvářen zrny karbidu křemíku, která jsou slinuta pojidlem.

Protože karbid křemíku patří k materiálům, které vytvářejí tzv. polovodiče se závěrnou vrstvou (jako např. termistory PTC), vznikají mezi jednotlivými zrny přechody mezi závěrnými vrstvami a oblastmi prostorového náboje, které si lze ve vlastní sunuté látce představit jako síť antiparalelně zapojených diod. Tak dostaneme charakteristiku, která má v obou polaritách podobný charakter jako dioda pólovaná v přímém směru.

Běžné jsou varistory s jmenovitým prahovým napětím od několika voltů až k hodnotám větším než 1000 V při zatížitelnosti od 0,5 W do 50 W.

Varistory se používají k omezování nebo stabilizaci napětí.

e) Magnetorezistor

Magnetorezistor je rezistor, jehož odpor je závislý na magnetické indukci. Na obrázku níže je ukázána principiální stavba takové součástky. Nejčastěji obsahuje antimonid india s jehličkami antimonidu niklu, které se dostanou do látky při výrobě speciálním teplotním programem tuhnutí. Jehličky mají tloušťku ≈ 1 μm, délku do 50 μm a jejich vzdálenost je 1 až 100 μm.

Při přiložení elektrického napětí se nosiče náboje pohybují přímočaře tělískem, pokud nepůsobí magnetické pole. Existuje-li kolmo k elektrickému poli magnetické pole, budou podle Halla nosiče náboje, jak je ukázáno na druhém obrázku, v polovodičovém materiálu silně vychylovány. Při vstupu do jehliček NiSb se budou vracet zpět; budou se tedy pohybovat příčně k elektrickému poli, protože částice NiSb jsou elektricky silně vodivé, tj. intenzita elektrického pole je v příčném směru nulová a rozdělení nosičů náboje bude rovnoměrné. Tím budou v závislosti na magnetické indukci prodlouženy proudové dráhy, což v souladu se vztahem R ~ l (délka vodiče) odpovídá zvětšení odporu. Polarita magnetického pole přitom nehraje žádnou roli.

Principiální konstrukce magnetorezistoru:

Charakteristika a schematická značka magnetorezistoru:

Odporový materiál tloušťky 20 μm bývá často nanesen v meandrovém tvaru na keramické tělísko tloušťky 0,5 mm.

Základní odpor magnetorezistoru R₀ bývá v rozsahu od několika ohmů až do mnoha kiloohmů. Magnetická indukce se může měnit od 0,01 T do 10 T.

Magnetorezistor se často používá jako snímač u počítacích zařízení (čítačů).

2. Kondenzátor

Na základě rovnice lze psát:

Součinitel úměrnosti C se nazývá kapacita; udává velikost kondenzátoru charakterizovanou schopností daného uspořádání pojmout při daném napětí elektrický náboj. Jednotkou kapacity je F (farad) = A·s·V^-1.

Pro vzájemnou. závislost mezi kapacitou a elektrickými veličinami napětím a proudem dostáváme z rovnic a vztah:

Nabíjení a vybíjení kondenzátoru přes rezistor při skokovém zapnutí a vypnutí stejnosměrného napětí lze na základě rovnice pro uspořádání na obrázku níže odvodit takto:

a) nabíjení

Člen RC (polohy spínače 1 - nabíjení, 2 - vybíjení):

Řešení diferenciální rovnice má tvar:

b) vybíjení

Jako řešení dostaneme:

Pro průběh proudu lze odvodit:

a) nabíjení

b) vybíjení

Obrázek níže znázorňuje tyto závislosti, které mají průběh exponenciálních funkcí, přičemž T = R·C je časová konstanta.

Nabíjení a vybíjení kondenzátoru:

K fyzikálním dějům lze poznamenat:

Připojíme-li na člen RC napětí U₀, začne se kondenzátor nabíjet. Protože na začátku nabíjení je napětí na kondenzátoru nulové, musí nejprve celé napětí U₀ připadat na rezistor R, tj. prochází proud U₀/R. Jak se kondenzátor nabíjí, roste u_C, tj. napětí u_R a proud i klesají. Je-li kondenzátor nabit; je nabíjecí proud nulový. Vybíjení probíhá opačně, tj. kondenzátor se vybíjí, dokud se jeho náboj může zmenšovat. Vzniká záporný vybíjecí proud, který bude nulový, až se kondenzátor vybije.

Odpor, který klade kondenzátor střídavému proudu, se nazývá kapacitní reaktance.

Pomocí vztahu pro střídavý proud použitím dostaneme frekvenčně závislou hodnotu:

tj. pro frekvenci f = 0 (stejnosměrný proud) je kapacitní reaktance nekonečně velká, zatímco pro vysoké frekvence se blíží nule. Z rovnice pro napětí vidíme dále, že napětí se zpožďuje o 90° za proudem. Tento jev lze zapsat v komplexním vyjádření:

přičemž Z je obecně impedance.

Tento vztah platí pouze pro ideální kondenzátor. Skutečný kondenzátor má ztráty, které vedou ke konečnému odporu dielektrika. Tento odpor působí jako rezistor paralelně zapojený k ideálnímu kondenzátoru. Potom dostáváme impedanci ze vztahu:

Rovnice znázorněné v komplexní rovině udávají průběhy impedance Z_C. Poměr reálné složky impedance Re k imaginární složce impedance I_m představuje přitom tangens ztrátového úhlu (rozdílu úhlu mezi reálným a ideálním kondenzátorem); tento poměr se nazývá

ztrátový činitel. Pro příklad z obrázku níže vzhledem k rovnici výše bude:

Pro ideální kondenzátor by bylo , tj. nulový ztrátový činitel. Ztrátové činitele technických kondenzátorů leží ve většině případů v rozsahu 10^-2 až 10^-4.

Při velmi vysokých frekvencích (MHz) neplatí výsledek podle rovnice , protože se navíc projevuje odpor připojovacích míst kondenzátoru. V náhradním schématu by mu odpovídal přídavný sériový rezistor.

Pro velikost kapacity je určující především permitivita . Přitom F·m^-1 je permitivita vakua a je relativní (materiálová) permitivita. E~ nabývá u běžně dostupných kondenzátorů hodnot od 1 do 10 000.

V závislosti na provedení se objevují nejčastěji kondenzátory vinuté (papírové, s pokoveným papírem, plastovou fólií, elektrolytické (suché a mokré, polarizované nebo nepolarizované)), trubičkové a diskové (keramické a slídové).

Kondenzátor - náhradní zapojení a průběhy impedance v závislosti na frekvenci (frekvenční charakteristiky):

Komerční kondenzátory:

Typ kondenzátoru	Dielektrikum	Složení	Rozsah kapacit
keramický kondenzátor	keramika	napařený kov	pF ... nF
slídový kondenzátor	slída	napařený kov	pF ... nF
plastový kondenzátor	polyester nebo styroflex	hliníková fólie nebo napařený kov	pF ... F
papírový kondenzátor	impregnovaný papír	hliníková fólie	nF ... mF
elektrolytický kondenzátor	oxid hliníku	hliníková fólie a elektrolyt	nF ... F
elektrolytický kondenzátor	tantalpentoxid	tantal a mangandioxid	nF ... mF

Kondenzátory s proměnnou kapacitou existují jako otočné v deskovém provedení a jako kapacitní trimry v keramickém provedení v rozsahu pikofaradů.

Kapacity kondenzátorů jsou normalizovány podobně jako odpory rezistorů.

Teplotní závislost kapacity lze matematicky popsat rovnicí:

Protože existují dielektrika s kladným a dielektrika se záporným teplotním součinitelem kapacity , můžeme např. pomocí kondenzátorů se záporným součinitelem kompenzovat obecně kladný teplotní součinitel kmitavého (oscilačního) obvodu.

Kondenzátory se v současnosti používají jako elektrostatické zásobníky energie, jako frekvenčně závislé součástky a jako členy s fázovým posunem.

3. Cívka

Rozlišujeme cívky bez jádra, tzv. vzduchové cívky, a cívky s feromagnetickým jádrem. V podstatě jsou to magnetické zásobníky energie.

Z indukčního zákona lze odvodit rovnici:

kde U_L je indukované (svorkové) napětí a

je indukčnost. Jednotkou indukčnosti L je V·s·A^-1 = H (henry).

Část výrazu pro indukčnost nezávislá na počtu závitů

se často v odborné literatuře nazývá součinitel A_L. Jeho jednotkou je henry vztažený na jeden závit.

Podle rovnice lze odvodit vztahy popisující přechodné jevy při skokovém zapnutí a vypnutí stejnosměrného proudu v obvodu skládajícím se z cívky a rezistoru (obrázek níže)

a) přechodný jev při zapnuti

Člen RL (polohy přepínače 1 - zapnuto, 2 - vypnuto):

Řešení diferenciální rovnice má tvar:

b) přechodný jev při vypnutí

Jako řešení dostaneme:

Pro napětí lze přitom odvodit:

a) přechodný jev při zapnutí

b) přechodný jev při vypnutí

Obrázek níže znázorňuje uvedené vztahy - jsou to exponenciální funkce s časovou konstantou .

Zapínací a vypínací přechodný jev na cívce:

K fyzikálním dějům je třeba poznamenat: cívka působí proti změně proudu v důsledku vzniku indukovaného napětí. Tím se změna proudu zpožďuje proti změně napětí. Jakmile proud dosáhne svého maxima, popř. minima, znamená to, že indukované napětí dosáhlo nuly. Protože proud je úměrný magnetickému toku , znamená zpoždění nárůstu proudu podle rovnice , že u elektromagnetu se bude zpožďovat i jeho přítažná síla.

Jestliže je (jak často bývá v praxi) provozní napětí U₀ místo přepínače v obvodě (2. obr. výše) spínáno spínačem, zůstane přechodný jev při zapnutí stejný, ke změně však dojde při vypínání. Místo rovnice 0 = u_R + u_L bude platit rovnice:

tj. protože kontakt zůstane otevřený, neprochází proud, tedy u_R = 0, takže vzniklé napětí u_L se musí objevit v plné velikostí jako u_kontakt na otevřeném kontaktu. Protože rezistor R nepůsobí, závisí velikost u_L pouze na indukčnosti L a na , tj. na rychlosti změny proudu. Proběhne-li vypnutí proudu velmi rychle, může být u_L tak velké (asi 10U₀), že na kontaktu vznikne elektrický obloukový výboj (kontakt shoří) nebo dojde k průrazu mezi závity cívky. Jestliže je cívka spínána tranzistorem, je vlastní indukované napětí cívky podle svého znaménka pro polovodičovou součástku napětím závěrným a jeho amplituda je taková, že může tranzistor zničit.

Musíme proto dát indukovanému napětí možnost, aby se samo zmenšilo tím, že způsobí vznik proudu. Na obrázku níže jsou znázorněna možná zapojení (průchod proudu přes kondenzátor, popř. diodu). Automaticky tím vzniká zpoždění při zapínání. Rezistory zapojené v sérii omezují velikost proudu.

Obvyklá zapojení pro odstranění vysokého indukovaného vypínacího napětí:

Indukční reaktanci cívky lze rovněž odvodit z dříve uvedené rovnice .

Dosazením střídavého proudu:

dostaneme pomocí

frekvenčně závislou hodnotu

tj. pro stejnosměrný proud je reaktance nulová, pro střídavý proud s vysokou frekvencí je velmi velká.

Cívka se ztrátami: Náhradní zapojení a závislost impedance na frekvenci (není zahrnuto CP):

Zjednodušené náhradní zapojení a příslušný vektorový diagram cívky:

Z rovnice pro napětí dále vidíme, že napětí uL předbíhá proud o 90°. Tento závěr vztažený na X_L lze v komplexním tvaru zapsat:

Tento vztah platí pro ideální cívku. Reálné cívky mají však také ztráty, které jsou způsobeny elektrickými a magnetickými vlastnostmi vodiče a jádra. Náhradní schéma reálné cívky je na obrázku výše.

Vliv vodiče je vyjádřen R_vs (odpor vinutí a ztráty vlivem skinefektu, tj, povrchového jevu) a kapacitou C_P (závitová kapacita). Vliv jádra je charakterizován prostřednictvím R_hz (hysterezní ztráty) a R_vp (ztráty vířivými proudy). Na základě uvedeného dostaneme pro impedanci:

Tyto rovnice v komplexní rovině vyjadřují průběhy impedance Z_L v závislosti na frekvenci - tj. frekvenční charakteristiky. Frekvenční charakteristika skutečné cívky se odchyluje při vysokých frekvencích od teoretické charakteristiky skutečné cívky, protože se ztráty

vlivem povrchového jevu závitových kapacit, hystereze a vířivých proudů stanou při vysokých frekvencích frekvenčně závislými. Tak dochází k tomu, že hodnoty a R_vp cívky při vysokých frekvencích jsou přibližně stejně velké, čímž se frekvenční charakteristika mění na přímku se sklonem 45°.

K popsání chování skutečné cívky při napájení střídavým napětím vystačí pro praxi většinou jednoduché vztahy. Protože cívku se ztrátami můžeme často zjednodušit jako sériové zapojení odporu a indukčnosti, lze pro náhradní zapojení psát pro impedanci:

Podobně jako u kondenzátoru lze vyjádřit:

Poměr reálné části k imaginární, tj. tangens ztrátového úhlu (rozdílu úhlu mezi reálnou a ideální indukčností), se také zde nazývá ztrátová činitel. Často se udává u cívek místo ztrátového činitele jako převrácená hodnota, která se nazývá činitel jakosti cívky.

V oblasti nf se používají cívky s činitelem jakosti Q od 10 do 100, v oblasti vf od 100 do 1400.

Velikost indukčnosti je určována kromě počtu závitů především permeabilitou , kde H·m^-1 je permeabilita vakua a je relativní (poměrná) permeabilita závislá na materiálu. Pro materiály jader cívek, které se v současnosti nejvíce používají v praxi, dosahuje hodnot 400 až 10 000. Přitom je třeba si uvědomit, že se pro určité materiály mění v závislosti na intenzitě pole H, tj. není obecně konstantní.

Indukčnosti cívek nejsou normalizovány, cívky se tedy musí pro každé konkrétní použití zhotovovat podle vypočtených hodnot.

Zvláštní význam má přitom permeabilita , feromagnetických materiálů. Blíže ukazuje závislost (hysterezní křivka), kde magnetická indukce B je úměrná toku a intenzita magnetického pole H je úměrná proudu i.

Úzké hysterezní křivky jsou v důsledku nízkých přemagnetizačních ztrát výhodné při použití v transformátorech (především dělovacích),

vf cívkách a jsou dále pro jejich pravoúhlý průběh požadovány na výrobu jader feritových pamětí (měkké magnetické materiály). Široké hysterezní křivky, tj. s velkou koercitivní intenzitou H_c a remanentní magnetickou indukcí B_r, jsou vhodné pro trvalé magnety apod. (tvrdé magnetické materiály).

Měkké magnetické materiály se v elektronice používají u jader skládaných z plechů (nízké frekvence) s tloušťkou 0,35 mm, u páskových jader z tenkého materiálu s velkou permeabilitou pro techniku nízkých frekvencí, u práškových jader z karbonylu železa (vysoké frekvence) a u feritových jader pro techniku vysokých frekvencí a mikrovlnnou techniku.

Podle technického provedení rozlišujeme cívky bez feromagnetického jádra ( 1, tj. velmi malé hodnoty indukčnosti) a s feromagnetickým jádrem ( 400 až 10 000, tj. poměrně velké hodnoty indukčnosti).

Cívky mohou mít různou konstrukci, mají charakteristické uspořádání vodičů, např. závit vedle závitu, "divoké vinutí", křížové vinutí apod.

Hodnoty indukčnosti cívek jsou teplotně závislé. Platí rovnice:

Teplotní součinitel indukčnosti je přitom převážně kladný. Pro cívky s feritovým jádrem jsou např. teplotní součinitele indukčnosti v rozsahu:

Ve spojení s kondenzátorem se cívka často používá v rezonančních obvodech a filtrech.

4. Napájecí transformátor, sdělovací transformátor

Spojíme-li dvě cívky, na společném jádře, dostáváme princip transformátoru, jehož převod je:

Transformátor pak může být použit k transformaci napětí, popř. proudu.

Napájecí transformátor přenáší úzké frekvenční pásmo s vysokou účinností. Typické použití je v silnoproudé elektrotechnice a v sítových

přístrojích.

Sdělovací transformátor přenáší poměrně široké frekvenční pásmo, a to v celém rozsahu rovnoměrně. Je to nezbytné při přenosu informace, kdy účinnost přenosu má podřadnou úlohu.

Protože sdělovací transformátor se v elektronice často používá k transformaci, galvanickému oddělení, přenosu impulsů, přizpůsobení atd., shrneme krátce v následujícím textu nejdůležitější údaje.

Chceme-li měřením zjistit převod p, nemůžeme vyjít z rovnice výše, která vzhledem k zanedbání ztrát reálného transformátoru vede k značným nepřesnostem.

Na základě rovnic:

lze odvodit přesnější vztah:

Frekvenční chování transformátoru probereme ve třech fázích (předpokládáme, že proud a napětí mají sinusový průběh):

a) Chování při středních frekvencích

Náhradní schéma sdělovacího transformátoru pro střední frekvence:

Nejsou zde uvedeny frekvenčně závislé členy, ztráty jsou způsobeny jen odporem vinutí. Přitom je R_v1 odpor vstupního vinutí. R_v2, odpor výstupního vinutí, byl zanedbán, protože obvykle je R_v2 < R₂. Pro vstupní odpor střídavému proudu platí:

Dosadíme-li podle za u‘ a i₁:

pak s využitím dostaneme:

Vidíme, že odpor R₂ se na vstupní straně projevuje transformovanou hodnotou p²·R₂. Proto se transformátor nazývá také měnič impeclance. Může se používat jako přizpůsobovací člen s galvanickým oddělením.

Vlivem ztrát R_v1 bude v celém frekvenčním rozsahu útlum konstantní. Nazýváme jej základní útlum A_Z a lze jej na základě matematického odvození vyjádřit takto:

Pomocí dvou předchozích rovnic lze psát pro převod:

b) Chování při nízkých frekvencích

Podle vztahu lze zjistit, že čím nižší bude frekvence, tím menší bude , a tím se i napětí u₁ objeví jen do té míry, jak to připustí indukčnost L. Tato úvaha vede k náhradnímu schématu na obrázku níže, přičemž L₁ je jako indukční reaktance připojena paralelně k ideálnímu transformátoru, tj. se snižující se frekvencí bude X_L ~ f stále menší a bude stále více zkratovat vstupní napětí, zatímco při vysokých frekvencích nemá X_L vliv. Při nízkých frekvencích se tedy objevuje přídavný, frekvenčně závislý útlum.

Náhradní schéma sdělovacího transformátoru pro nízké frekvence:

Matematické odvození dolní mezní frekvence f_d, při které vzroste útlum o 3 dB vlivem L₁, dává vztah:

c) Chování při vysokých frekvencích

Při vysokých frekvencích je možné očekávat, že přídavný útlum bude způsoben rozptylovým tokem, který se s rostoucí frekvencí zvětšuje. To je dáno tím, že Weissovy magnetické domény nestačí při vysokých frekvencích dále sledovat změny elektromagnetického pole. Dochází k vyzařování energie, rozptylu, který (jak je ukázáno v náhradním schématu na obrázku níže) může být popsán rozptylovou indukčností , vloženou v podélné větvi; protože s rostoucí frekvencí se zvětšuje, zvětšuje i útlum.

Horní mezní frekvence f_h, při které vzroste útlum o 3 dB vlivem L_r, je dána vztahem:

přičemž

je činitel rozptylu

je činitel vazby a M vzájemná indukčnost. Hodnoty x leží převážně v oblasti 98 až 99,5 %.

Shrnutí

Spojení všech diskutovaných skutečností vede k amplitudové frekvenční charakteristice na obrázku níže, znázorňující celkový útlum transformátoru v závislosti na frekvenci. Nazýváme jej rovněž provozní útlum (A_B). B je ve vztahu šířka pásma.

Náhradní schéma sdělovacího transformátoru pro vysoké frekvence:

Frekvenční charakteristika A: amplitudová, : fázová:

Na obrázku výše je rovněž uvedena fázová frekvenční charakteristika . Vlivem závitových kapacit na mezní frekvenci, činitelem zkreslení atd. se zde nebudeme blíže zabývat.

Pomocí čtyřpólových rovnic transformátoru (tzv. transformátorových rovnic) lze ukázat, že L₁ může být měřena na vstupní straně při otevřeném výstupním obvodu. Pro L₂ (indukčnost paralelní k ideálnímu transformátoru zapojená na výstupní straně) lze provést podobný postup opačným směrem. Indukčnost může být naproti tomu měřena na vstupní straně při zkratovaném výstupním obvodu.

5. Polovodičové diody

a) Plošné diody a hrotové diody, Schottkyho diody

Polovodičová dioda je nelineární součástka s usměrňovacím účinkem, jejíž teoretickou charakteristiku lze odvodit z rovnice pro přechod PN:

Exaktně je tato charakteristika použitelná pouze v okolí průchodu nulou.

Teoretická a skutečná charakteristika polovodičové diody, schematická značka:

Při závěrném napětí větším než asi 0,5 V roste závěrný proud jen nepatrné. Jde o ztrátový proud způsobený nerovnoměrnostmi na hraničních plochách přechodu PN. Při propustném napětí vyšším než 0,5 V se odchyluje skutečný průběh charakteristiky od ideálního exponenciálního průběhu, protože se proud v důsledku dosud zanedbaného vlastního odporu krystalu - tzv. odporu dráhy - zmenší proti teoreticky odvozené hodnotě. Přiložené napětí se tedy rozdělí na napětí na závěrné vrstvě a na úbytek napětí na odporu krystalu.

Protože odpor dráhy lze předpokládat ve velikostí (1 až 300) Ω, nehraje v závěrném stavu, kdy může proud nabývat hodnot řádu (nA) až (μA), žádnou roli. Podobně nemá vliv závěrný (ztrátový) proud v propustném stavu, protože tam proud dosahuje hodnot řádově (mA) až (A).

Podle teoretického průběhu proudu lze při pokojové teplotě odvodit strmost pro polovodičovou diodu v přímém směru:

tj. pro přímý směr s :

kde I je v (mA).

Tento vztah samozřejmě platí jen přibližně. Proti skutečné strmosti je teoretická strmost 2krát až 4krát větší. Porovnáme-li strmost běžné vakuové diody v oblasti prostorového náboje, která může být udána vztahem:

je vidět, že strmost u vakuové diody je mnohem menší než strmost u polovodičové diody.

Reálná a idealizovaná charakteristika polovodičové diody:

Pro impulsovou techniku, vycházející z binárních (dvouhodnotových) signálů, jsou zajímavé jen dva možné stavy, a proto se může charakteristika reálné polovodičové diody idealizovat pomocí dvoutečen. V průsečíku obou tečen dostáváme prahové napětí U_(TO). Nad tímto prahovým napětím, které je podle typu diody mezi (0,2 až 2) V, má dioda propustný odpor r_f (forward resistance) 1 Ω až 300 Ω. Pod tímto prahem klade průchodu proudu závěrný odpor r_r (reverse resistance) (řádově MSZ). Poměr r_r/r_f je spínací poměr a je charakteristický odpor diody. Typické hodnoty pro komerční diody jsou uvedeny v tabulce níže. V případě křemíkových a germaniových diod jde o hrotové diody, selenové diody jsou plošné s plochou přechodu 1 mm².

Charakteristické údaje polovodičových diod:

Druh diody	r_f (Ω)	r_r (MΩ)	U_(TO) (V)	r_r/r_f	(kΩ)
Ge	3 až 500	0,05 až 4	0,25	2 000 až 10⁵	0,5 až 20
Si	1 až 300	400 až 5 000	0,6	10⁶ až 10⁸	10² až 10³
Se	300 až 3 000	1 až 10	0,5 až 1,5	≈3·10³	≈50

Všechny diody mají větší nebo menší vedlejší kapacitní účinky. Je to způsobeno závěrnými vrstvami, které jsou ochuzeny z hlediska počtu volných nosičů náboje. Tyto vrstvy působí mezi oblastmi P a N, silně obohacenými pohyblivými nosiči náboje; jako dielektrikum mezi dvěma kondenzátorovými deskami. Kromě ventilového charakteru závěrné vrstvy musíme respektovat také její kapacitu; kapacitu závěrné vrstvy. Kromě statických hodnot musí být proto, nějakým způsobem ohodnoceno dynamické chování diod. Udává se dobou zotavení, tj. za jakou dobu dosáhne dioda ze svého plně propustného stavu závěrného stavu. Tak např. můžeme z katalogu číst: při propustném proudu 5 mA bylo skokem přiloženo závěrné napětí -5 V. Po 0,5 μs byl ještě měřitelný proud 0,25 mA a po 3,5 μs proud 0,025 mA. Mohou však také být uváděny údaje pro průběh závěrného napětí a proudu v případě, že proud skokem vypne.

Polovodičová dioda je vytvořena polovodičovým krystalem, který je na jedné straně dotován P a na druhé N. Spojením obou různě dotovaných oblastí na určitých plochách dostáváme plošnou diodu. V jiném případě při kvazibodovém doteku jde o hrotovou diodu.

Z hlediska výrobních postupů a vzhledem k vysoké proudové zatížitelnosti se začaly velmi používat plošné diody. Při vysokých frekvencích je jejich použití problematické, protože mají poměrně velkou kapacitu závěrné vrstvy (až do několika stovek pikofaradů). Kapacita totiž roste úměrně s plochou destičky. Tím se vyskytují u plošné diody relativně dlouhé doby zotavení, tj. dochází ke zpoždění signálu.

Má-li být kapacita velmi malá (jak se požaduje v mnoha zapojeních impulsové techniky), musíme udržet malou kontaktní plochu. Toho se dosahuje u hrotových diod. Při nasazení kovového hrotu (např. zlatého drátku legovaného indiem) na polovodičový krystal vodivosti N lze odpovídajícím teplotním procesem v místě doteku vytvořit v okolí hrotu v polovodiči N tenkou oblast P. Vzniká tedy přechod PN s dříve popsanými vlastnostmi, který však má kapacity závěrné vrstvy řádu jen (0,5 až 1) pF, tj: dioda je téměř bezkapacitní.

Další speciální vývoj tohoto typu diody představuje Schottkyho bariérová dioda, nazývaná zkráceně Schottkyho dioda. Také ona obsahuje kovový kontakt na polovodiči N (nejčastěji Si nebo GaAs), čímž vzniká závěrná vrstva takového druhu, že při pólování v přímém směru prochází proud (pouze elektronů) z oblasti N do kovu - jde o proud v jednom směru (unipolárni).

Protože se přitom nehromadí minoritní nosiče, pouze se projevuje nepatrný kapacitní efekt, může tato dioda při změně polarity signálu z přímého do zpětného směru tuto změnu sledovat rychleji než běžný typ s přechodem PN. K významným vlastnostem těchto diod se počítá mj.: závěrné proudy střední velikostí, nízká prahová napětí, nepatrný šum a krátké spínací doby.

Nejběžnější diody v elektrotechnice jsou v současné době germániové a křemíkové diody. Jejich přednosti a nedostatky lze shrnout takto:

Germaniová dioda:

rychlé spínání (velká pohyblivost b), malé prahové napětí (0,3 V až 0,5 V), malé závěrné napětí, nízká mezní teplota (75°C), poměrně velké závěrné proudy (v důsledku velkého n_I), a tím značná teplotní závislost.

Křemíková dioda:

poměrně pomalé spínání (malá pohyblivost b), velké prahové napětí (0,5 V až 1,1 V), vysoké závěrné napětí, vysoká mezní teplota (150°C), malé závěrné proudy (vlivem poměrně malého n_I); a tím malá teplotní závislost.

Můžeme tedy říci, že se oba typy podle použití dobře doplňují. Jsou vyráběny ve skleněném, kovovém nebo plastovém pouzdru. K označení elektrod se bud používá symbol, nebo je na straně katody vytištěn bod, popř. čárka.

Z dalších používaných polovodičových materiálů, popř. materiálů podobných polovodičovým, můžeme pro úplnost jmenovat: selen, indiumantimonid, indiumarsenid, indiumfosfid, galliumarsenid, aluminiumantimonid atd.

Obecně se u polovodičových diod využívá skutečnosti, že při pólování v přímém směru je průchodu proudu kladen nízký odpor, při opačném pólování vysoký odpor a že v určitém rozsahu (v okolí nulového bodu) vzniká nelinearita mezi proudem a napětím. Tyto polovodičové ventily se používají v moderní rádiové, rozhlasové a televizní technice, v logických obvodech impulsové techniky, ale rovněž v usměrňovačích, střídačích a v silnoproudých usměrňovacích zařízeních.

b) Stabilizační dioda, tunelová dioda a inverzní dioda

U stabilizační diody (tj. napěťové regulační nebo napěťové referenční diody) se v oblasti kolem závěrného napětí až 1000 V (podle typu) objevuje náhle průběh se značně malým odporem. Tento průraz, tj. ztráta závěrných vlastností, může mít dvě příčiny:

a) Při průrazném napětí od 0 do 5,6 V jde o vnitřní emisní jev: je-li polovodičový materiál vysoce dotován, objevuje se podle rovnice:

velmi tenká závěrná vrstva s šířkou d_zv, ale zároveň podle rovnice:

se objevuje poměrně vysoké difúzní napětí . To má za následek vysokou intenzitu pole E (V/m). Přičte-li se k intenzitě E zvenku přiložené závěrné napětí, stoupá podle rovnice:

dále intenzita pole, asi při 10⁷ V/m bude tak velká, že stačí k tomu, aby uvolnila vázané nosiče nábojů z atomových vazeb. V důsledku emise bude existovat mnoho volných nosičů náboje a proud prudce vzroste.

Charakteristika, schematická značka a Fermiho hladiny stabilizační křemíkové diody pólované ve zpětném směru v porovnání s charakteristikou germaniové diody:

b) Nastane-li průraz při závěsném napětí větším než 5,6 V, vznikne lavinový jev:

Při větších napětích je energie e₀U pohybujících se nosičů náboje tak velká, že při srážce s atomy vyrazí jeden nebo více dalších nosičů náboje, které jsou použitelné jako další volné nosiče, a vlivem nárazové ionizace dochází k lavinovému jevu. Také zde vzniká prudký nárůst proudu.

Jak je ukázáno na obrázku výše, nastává průraz zvláště zřetelně u křemíkových diod. Křemíková stabilizační dioda může být v této oblasti průrazu použita (vlivem vysokého nárůstu proudu při téměř konstantním napětí) jako referenční nebo regulační napěťová dioda.

Protože růst teploty podporuje vnitřní emisní jev, zatímco lavinový jev působí opačně, je při napětí 5,6 V, kde se oba jevy překrývají, vliv teploty minimální. Také „koleno“ charakteristiky je v tomto rozsahu vzhledem k současnému působení obou jevů nejvýraznější. V praxi proto, pokud je to možné, používáme výhodně stabilizační diody s průrazným napětím kolem 6 V.

Nyní se vyskytne otázka, zda takovýto průraz, tj. tak rychlý nárůst proudu, nemůže vést ke zničení diody. V zásadě lze říci, že k zničení polovodičových součástek dochází nejvíce vlivem tepelného průrazu, tj. jestliže se v závěsné vrstvě v určitém bodě hustota proudu příliš zvětší, vznikne oblouk, který zničí vlastnosti přechodu PN. Proto se vyžaduje pro každý přechod PN přesná hranice dotování a pro každou diodu, tedy také pro stabilizační diodu, omezení velikostí propustného proudu, aby nemohlo dojít k přehřátí závěrné vrstvy. Přívod příliš velkého množství tepla v každém případě krystal zničí.

V této souvislosti je třeba poznamenat, že při nedostatečné vnější ochraně polovodičového materiálu nastává vlivem existence cizích atomů a s tím spojených chemických změn krystalu často předčasný výpadek součástky.

Speciální vytvoření Zenerova jevu je předpokladem pro tunelové a inverzní diody.

U tunelové diody jsou polovodiče P a N tak vysoce dotovány, že se již vlivem difúzního napětí objevuje v závěsné vrstvě taková intenzita pole, která je schopna vyvolat vnitřní emisi. Dosahuje se tím dokonce posunutí průrazu až do oblasti kladných napětí.

Tunelová dioda a) charakteristika a schematická značka

b) Fermiho hladiny pro oblast (0 až +0,3) V

Tím získáváme charakteristiku v určité oblasti (kolem 0,1 V až 0,3 V) se záporným sklonem. V této oblasti charakteristiky hovoříme o záporném diferenciálním odporu nebo obecně o záporném odporu. Protože je tento jev vhodný k zmenšení tlumení kmitavých obvodů, využívá se tunelová dioda ve vf technice (např. při vytváření oscilací).

Jako základní materiál pro tunelovou diodu slouží především germanium a galliumarsenid.

Průběh voltampérové charakteristiky tunelové diody lze nejlépe objasnit pomocí Fermiho hladin. Nejprve vidíme tzv. degenerovaný

polovodič, kdy Fermiho hladina leží uvnitř vodivostního pásu nebo ve valenčním pásu. Proud při tunelovém jevu, tj. proud při napětí v přímém směru mezi 0 a 0,3 V, vzniká tím, že volné elektrony bohaté na energii (aniž by musely měnit svou energetickou hladinu pomocí vnějšího napětí) procházejí závěrnou vrstvou (která je díky velkému stupni dotování velmi tenká) do protilehlého valenčního pásu. Děj nazýváme tunelový jev. Při napětí asi 0,3 V prochází diodou propustný proud, tj. odpadá závěrná vrstva, a tím i proud vzniklý při tunelovém jevu. Při napětí pod 0 V je dioda pólována v závěrném směru a chová se jako stabilizační dioda - také zde nevzniká proud tunelovým jevem.

Pro ty případy, kdy s pomalu narůstajícím napětím má rychle růst proud, není normální dioda vhodná (vzhledem ke své charakteristice) a tunelovou diodu lze použít jen omezeně (než se charakteristika začne lomit). Provozujeme-li ale tunelovou diodu ve zpětném směru, získáme napěťově citlivou součástku. Tento typ diody se nazývá inverzní dioda.

Tento speciální typ diody přibližuje obrázek níže. Je vhodný zejména pro usměrňování malých střídavých napětí.

Charakteristika a schematická značka inverzní diody:

c) Dioda P⁺PN a dioda PIN

Při použití diody jako usměrňovače je často požadováno, aby průrazné závěrné napětí bylo co největší a odpor v přímém směru r_f co nejmenší.

Při nízkém dotování se šířka závěrné vrstvy d_zv zvětší a difúzní napětí se zmenší, tj. intenzita pole bude malá. Tím vznikne průraz až při poměrně velkém závěrném napětí. Odpor v přímém směru se musí nuceně zvětšovat, protože se zmenšujícím se dotováním klesá také konduktivita y. Vidíme, že oba požadavky se vzájemně vylučují pro normální přechod PN.

Dioda, která pracuje s jednoduchým přechodem PN, má bud jen nízké závěrné napětí, nebo vykazuje v přímém směru nepoměrně vysoký odpor. Snaha sloučit oba požadavky, tj. vysoké závěrné napětí při malém odporu v přímém směru, do jedné diody vedly ke konstrukci diody P⁺PN (popř. N⁺NP).

Dioda P⁺PN (oblast P⁺ je silně dotována, oblast P je slabě dotována):

Na obrázku vidíme okamžitě, čím se tato konstrukce liší od jednoduchého přechodu PN. Mezi silně dotovanými oblastmi P⁺ a N je tenká střední vrstva, která se označuje P a která je dotována jen do té míry, aby ji bylo možné jednoznačně zařadit k jednomu typu vodivosti, v tomto případě P. Zůstaňme dále u předpokladu, že střední vrstva je typu P, pak uvažujeme přechod PN mezi oblastmi P a N. To má za následek, že při pólování ve zpětném směru je alespoň na jedné straně přechodu jen velmi nízká hustota nosičů náboje a s přihlédnutím ke vztahu:

jsou volné nosiče náboje přetahovány přes poměrně širokou oblast. Proto je tato dioda vhodná pro podstatně vyšší závěrná napětí.

Pólujeme-li tuto diodu v přímém směru, bude oblast P, která je chudá na volné nosiče náboje, zaplavena volnými nosiči náboje z obou stran tak, že v podstatě zmizí, takže napěťový úbytek se v přímém směru zvětší jen nepatrně.

S polovodičovými součástkami P⁺PN se dnes dosahuje špičkového závěrného napětí mnohem většího než 1000 V. Proud v přímém směru dosahuje nejvýše řádu několika stovek ampérů. Jako výchozí materiál slouží především křemík.

Dioda PIN má podobnou stavbu jako P⁺PN, pouze střední oblast má intrinzickou (vlastní) vodivost. Tím jsou dosažena ještě vyšší závěrná napětí než u diod P⁺PN, polovodičová oblast I má však v přímém směru poměrně velký odpor a vykazuje s rostoucím napětím, tj. s rostoucí injekcí volně pohyblivých nosičů náboje, silně nelineární závislost mezi proudem a napětím. Protože dioda PIN je stejně jako dioda P⁺PN „pomalá“, je často používána jako napěťově závislý vysokofrekvenční rezistor. Při přiložení proměnného stejnosměrného napětí, nízkofrekvenčního napětí nebo modulačního signálu se mění odpor diody vlivem oblasti vlastní vodivosti o několik řádů, přičemž vysokofrekvenční signál vzhledem k vysoké frekvenci nemá na změnu odporu vliv. Vysokofrekvenční usměrňovací a násobící jevy tedy odpadají. Jinak se dioda PIN chová ve zpětném směru. Vzhledem k široké závěrné vrstvě v oblasti I má dioda malou kapacitu přechodu a může reagovat velmi rychle na změny signálu. Je vidět, že dioda PIN může být podle způsobu použití rychlá nebo pomalá.

d) Kapacitní dioda

Přechod pólovaný ve zpětném směru představuje dielektrikum, protože je v tomto stavu ochuzenou oblastí s izolačními vlastnostmi. Protože nalevo a napravo od závěrné vrstvy jsou poměrně vysoce vodivé polovodičové oblasti P a N, působí toto uspořádání - dielektrikum mezi dvěma vodivými vrstvami (deskami) - jako kondenzátor s určitou kapacitou. Tuto kapacitu nazýváme kapacita přechodu při pólování diody ve zpětném směru.

Charakteristika kapacitní diody a schematická značka:

Využijme nyní zvláště závislosti šířky závěrné vrstvy na napětí – šířka závěrné vrstvy se zvětšuje podle rovnice v závislosti na přiloženém napětí:

a uvažme, že kapacita je úměrná převrácené hodnotě vzdálenosti desek, tj. kapacita přechodu je nepřímo úměrná šířce závěrné vrstvy d_zv. Pak podle vztahu:

je kapacita přechodu nepřímo úměrná odmocnině ze závěrného napětí.

Protože tato dioda představuje proměnnou kapacitu, nazýváme ji kapacitní dioda (varaktor nebo varikap).

Dnes běžné kapacitní diody mají rozsah kapacit od jednoho do několika set pikofaradů a používají se s úspěchem místo běžných otočných kondenzátorů v rozhlasových nebo televizních přijímačích. Také se používají k automatickému dolaďování nebo regulaci vysokofrekvenčních obvodů.

Protože pro velikost kapacity hraje rozhodující roli užitečná plocha S (C = S/x), používají se zde přirozeně plošné diody.

Další vývoj kapacitní diody vedl k vytvoření rychlé spínací diody, která během provozu v přímém směru na svém přechodu podrží (zapamatuje) určité množství volně pohyblivých nosičů náboje a má přitom odpor v přímém směru asi 1 Ω. Je-li dioda přepólována do zpětného směru, zachová si malou impedanci, dokud nebude odveden veškerý náboj. Pak přepne asi za 0,3 ns na svůj závěrný odpor větší než 10 MΩ. Tento typ diod představuje generátory vyšších harmonických, které mají velkou účinnost. Mohou tvarovat, zpožďovat nebo násobit impulsy. Jako výchozí materiál se převážně používá křemík (zřídka GaAs).

e) Lavinová dioda a Gunnova dioda

Lavinová dioda je technologicky podobná kapacitní diodě. Nastane-li od určité hodnoty- napětí lavinový jev (vlivem nárazové ionizace), proletí tato lavina ve směru pohybu nosičů náboje odpovídající oblastí pevné látky vlastní rychlostí za určitou dobu. Zkombinujeme-li takovýto lavinový průletový jev s vhodným rezonátorem, můžeme realizovat mikrovlnný generátor. Oscilátor s lavinovou diodou může dávat výkon až několika wattů při frekvenci vyšší než 100 GHz.

U Gunnovy diody - objevené J. B. Gunnem v roce 1963 – vznikají v úzké germaniové nebo galliumarsenidové monokrystalické destičce

(dotované N různou měrou) přiložením stejnosměrného napětí vysokofrekvenční kmity.

Přiložíme-li na Gunnovu diodu stejnosměrné napětí, vzniknou při překročení kritické intenzity pole (asi 3,3·105 Vm^-1) v blízkosti katody, proudové nestability. Na tomto místě stoupá intenzita a jako tzv. doména se začne pohybovat ve směru k anodě. Jakmile dosáhne doména anody, zanikne a další doména zahájí svou cestu. Oscilátor používající Gunnovy diody je schopen dodávat impulsový výkon několika wattů ve frekvenční oblasti gigahertzů. Zapojíme-li více diod paralelně, můžeme dosáhnout výkonů až několika set wattů.

f) Fotodioda

Další využití přechodu PN představuje fotodioda. Závěrné proudy, tj. proudy minoritních nosičů, jsou, jak známo, silně závislé na teplotě, a to v tom smyslu, že hustota minoritních nosičů se při teplotě zvyšuje, což vyvolává růst proudu. Stejný jev musí nastat při zvyšování (intenzity) osvětlení polovodiče (v luxech), protože světelné záření je podobně jako tepelné záření elektromagnetické vlnění, jehož energii lze spočítat ze vztahu E = hf (h - Planckova kónstanta, f - frekvence). Závěrný proud je proto závislý na osvětlení, tj. fotodioda mění závěrný proud úměrně k osvětlení. Na obrázku níže je znázorněna soustava charakteristik s parametrem osvětlení E, v luxech (lx).

Fyzikálně jde o vnitřní fotoelektrický jev - na rozdíl od vnějšího fotoelektrického jevu, který nastává u fotočlánku (hradlová fotodioda, vakuová fotodioda), kdy světelná kvanta po dopadu na katodu vyrážejí elektrony. Pro technické aplikace ve spínacích obvodech je u fotodiody zvláště důležité, že může být používána pouze ve zpětném směru. Aby bylo dosaženo vysokých spínacích rychlostí, používají se diody PIN.

Průběh charakteristik pro U > 0 je způsoben vnitřním fotoelektrickým jevem.

Charakteristika a schematická značka fotodiody:

Fotodiody mohou být na základě použitého materiálu, např. Ge nebo Si, určeny pro určitou část světelného spektra (červená barva, modrá atd.).

Fotodiody vlivem svých malých rozměrů v podstatě vytlačily obdobné součástky vyráběné na základě vakuových elektronek.

Těžiště použití je v oblasti světelných čidel a přenosu informace.

g) Světelná emisní dioda

Světelná emisní dioda je nejčastěji galliumarsenidová nebo galliumfosfidová dioda. Emituje viditelné světlo (nejčastěji červené nebo zelené podle dotování materiálu), jestliže je provozována v přímém směru.

Tento jev lze vysvětlit takto: Je-li přechod PN pólován v přímém směru, vzniká poměrně velký tok majoritních nosičů. V závěrné vrstvě, kde se srážejí volně pohyblivé nosiče náboje P a N, dochází ke zvýšené rekombinaci. Protože nosiče náboje přitom přecházejí z vodivostního pásu do energeticky nižšího valenčního pásu, musí se uvolnit určitá část energie. To se neděje jako obvykle ve formě tepla, nýbrž ve formě světla. Nejde zde tedy o tepelnou, ale o světelnou emisi, protože elektrická energie se přímo mění ve světelnou.

Uspořádání takovéto světelné emisní diody, anglicky nazývané LED (light-emitting diode), ukazuje obrázek níže.

Aby bylo umožněno dobré vyzařování světla, musí být oblast P velmi tenká a kovová anoda musí mít speciální tvar. Řídicí napětí diody je mezi (1,8 až 2) V při proudu (5 až 10) mA. Doba sepnutí je několik set nanosekund.

Tato součástka se používá především v oblasti zobrazování dat. Zobrazovaná čísla, písmena nebo jiné symboly jsou vytvářeny ze světelných segmentů uspořádaných ve formě matice. Např. ve speciálně vyvinutém modelu je použito 27 segmentů pro čísla 0 až 9.

Uspořádání světelné emisní diody, schematická značka:

h) Magnetodioda

Magnetodiody jsou magneticky citlivé polovodičové součástky, které (jako indiumantimonidové součástky) mění svůj vnitřní odpor v závislosti na vnějším magnetickém poli.

Základní strukturu magnetodiody ukazuje obrázek níže. Magnetodioda je tvořena např. z kvádru germania, který má na jednom konci vodivost P a na druhém N. Základní materiál má vlastní (intrinzickou) vodivost (oblast I), přičemž okrajová oblast r je vytvořena takovým způsobem, že se v ní objevuje vyšší počet rekombinací než v samotné oblasti I.

Uspořádání magnetodiody a schematická značka:

Budou-li nosiče nábojů pohybující se mezi oblastmi P a N vychýleny magnetickým polem vlivem Hallova jevu do oblasti r, nastane větší rekombinace a zvětší se odpor.

ch) Dvoubázová dioda (jednopřechodový tranzistor)

Dvoubázová dioda vykazuje v určité oblasti charakteristiky vzhledem k zápornému sklonu charakteristiky záporný vstupní

odpor. Bývá proto používána podobně jako disk v řídicích obvodech triaků, např. jako vysílač impulsů.

Charakteristika, uspořádání a schematická značka dvoubázové diody:

Způsob činnosti je následující: mezi oběma bázemi B₂ a B₁ je poměrně velký odpor s vodivostí N, takže se při přiložení napětí vytvoří jen malý proud I_B2B1. Jestliže se vstupní napětí U_EB1 (napětí mezi emitorem E a bází B₁) zvětší nad hodnotu vstupního prahového napětí (prahové diodové napětí plus úbytek napětí na přechodu PN až k vývodu B₁) - čímž bude přechod PN pólován v přímém směru - velmi rychle stoupne proud I_E a zaplaví oblast před B₁ volnými nosiči náboje. Tím se odpor úseku dráhy EB₁ prudce zmenší, tj. U_EB1 se zmenší při rostoucím vstupním proudu I_E. Důsledkem je záporný sklon charakteristiky, tj. záporný vstupní odpor.

Zmenšení odporu úseku dráhy EB₁ však také způsobí prudký vzrůst proudu I_B2B1 . Tento proudový ráz - vyvolaný změnou odporu do záporných hodnot - je využíván např. pro zapínání tyristorů.

Vstupní napětí, při kterém dvoubázová dioda zapne, dostaneme z následující rovnice:

U_(TO) je prahové napětí vstupní diody EB₁. Protože součástka je vytvořena většinou z křemíku, je U_(TO) ≈ 0,6 V. Konstanta je typová konstanta a je definována takto:

přičemž odpor R₁ je odpor dráhy od báze B₁ až po přechod PN a R_1B2 je odpor dráhy od báze B₁ k bázi B₂. Hodnoty jsou podle typu diody mezi 0,2 až 0,9.

6. Tranzistory

Tranzistor je polovodičová zesilovací součástka, která je často zhotovena z germania nebo křemíku a jejíž charakteristiky jsou podobné vakuové pentodě. Můžeme jej řídit nízkým signálovým výkonem a na výstupu dostaneme větší signálový výkon, řízený vstupním signálem. K tomuto účelu musí být k dispozici (podobně jako u vakuové elektronky) zdroj stejnosměrného napětí. Tranzistor se od elektronky liší tím, že nemá žhavení, vyznačuje se velkou strmostí charakteristik při malých zbytkových napětích, předností je i malý, kompaktní tvar a odolnost proti mechanickým otřesům.

V zásadě lze tranzistory dělit na unipolární a bipolární.

U unipolárních tranzistorů existuje pouze jeden druh proudu – buď elektronový, nebo děrový, zatímco u bipolárních tranzistorů existují současně oba druhy proudu.

a) Unipolární tranzistor (FET)

Unipolární tranzistor je známější pod názvem tranzistor řízený polem (field effect transistor), krátce označený FET.

Myšlenka nevýkonového řízení proudu odporem ovládaným intenzitou elektrického pole je „stará“. Byla prodiskutována již na přelomu století. Technicky však nebylo možné tento jev realizovat, protože materiály, které tehdy byly k dispozici (např. dobře vodivé kovy), neumožňovaly vnikání elektrického pole.

Hloubka uniku elektrického pole do látky je úměrná převrácené hodnotě konduktivity y:

tj. čím menší je konduktivita látky, tím lépe do ní může elektrické pole vniknout. Izolanty jsou však také nevhodné, protože jimi neprochází elektrický proud.

Vhodným prostředkem je tedy polovodičový materiál. Dotujeme-li polovodičový materiál ne příliš vysoko, tj. y zůstává poměrně malá, prochází sice malý proud, ale elektrické pole může příznivě vnikat do látky, a tím i tento proud ovlivňovat.

Podle toho, jak je tato proudová dráha, obecně nazývaná kanál, dotována, hovoříme o tranzistoru řízeném polem s kanálem N nebo P. Technicky jsou dvě možnosti, jak nechat působit elektrické pole na proudový kanál, a to bud přes závěrnou vrstvu přechodu nebo přes zvláštní izolační vrstvu. Pak existuje FET s přechodovým hradlem označovaný také JFET (junction FET) nebo na druhé straně FET s izolovaným hradlem označovaný IGFET (insulated-gate-FET). Posledně uváděný typ tranzistoru se ještě rozděluje na ochuzovací a obohacovací typ, o čemž bude pojednáno později.

Velkou část potřebné teorie o tranzistorech typu FET vytvořil v roce 1952 W. Shockley. První použitelné exempláře se podařilo vyrobit až v roce 1962.

FET má obecně tři elektrody, které jsou označovány E (S, source) - emitor, C (D, drain) - kolektor a G (gate) - hradlo. Podle toho, která elektroda se používá společně pro vstup a výstup, mluvíme o zapojení se společným emitorem, kolektorem a hradlem. Důležité zapojení je zapojení se společným emitorem, které představuje analogii k zapojení vakuové triody se společnou katodou. Proudy a napětí jsou označovány v následujících kapitolách takto: proudům je přiřazen index elektrod; ke kterým směřuje proud, u napětí oba indexy udávají, mezi které elektrody je přiloženo napětí.

b) Tranzistor s přechodovým hradlem (JFET)

Obrázek níže ukazuje tranzistor typu JFET s kanálem N, a to jak typickou technologickou konstrukci, tak použití schematické značky u zapojení se společným emitorem, přičemž kružnice označuje pouzdro tranzistoru.

Tranzistor typu JFET s kanálem N (technologické provedení a schematická značka v zapojení se společným emitorem):

K objasnění činnosti JFET využijeme obrázek níže, na kterém jsou znázorněny jeho typické charakteristiky a "idealizovaná" technologická stavba.

Nechť jsou nejprve obě napětí U_GS a U_DS rovna nule (obr. 1). Vzhledem ke stavbě součástky - ve směru od S k D - pak vzniknou na přechodech PN závěrné vrstvy, které při rovnoměrném dotování mají všude stejnou šířku. Protože jsou všechna napětí nulová, nemůže procházet proud (obr. a - 1).

Stoupá-li napětí kolektor-emitor v udané polaritě od hodnoty 0 V, vytvoří se v kanálu N od S k D proud elektronů, tj. v technickém smyslu vzniká proud (kolektorový proud I_D) od D k S - který nejprve podle Ohmova zákona se sklonem odpovídajícím odporu kanálu N lineárně stoupá s UDS (obr. a - 2). Pak vzniká vlivem kolektorového proudu přes kanál N od D k S úbytek napětí, tj. D se stane kladným vzhledem k S. Protože S a G jsou na napětí 0 V, znamená to pro závěrné vrstvy – při pohledu ve směru od elektrody G - přírůstek závěrného napětí od S k D. Tím se budou závěrné vrstvy rozšiřovat od S k D (obr. b – 2). Pokud se dále bude zvětšovat proud I_D, bude D s napětím U_DS stále kladnější, čímž se závěrné vrstvy budou dále rozšiřovat. Tím tyto vrstvy stále více zasahují do kanálu N, uzavírají jej, až se při určité hodnotě U_DS budou obě závěrné vrstvy dotýkat a dojde k úplnému uzavření kanálu. Pak již nemůže kolektorový proud růst, ačkoliv roste napětí U_DS. Na obr. b - 3 je možné vidět tuto skutečnost: Proud I_D bude omezen odporem zbylého kanálu a příslušným úbytkem napětí na tomto odporu. To, že elektrony mohou vůbec projít závěrnou vrstvou vzniklou před D, je zdůvodněno tím, že hradící účinky působí od kanálu N k hradlu (P), ale nevznikají od kanálu N ke kolektoru D, protože napětí mezi oblastmi „kanál N - přívod D“ není pro elektrony závěrné, ale propustné napětí.

Charakteristika tranzistoru typu JFET s kanálem N:

a) I_D = f(U_DS) Pro U_GS = 0,

b) znázornění chování závěrných vrstev pro různé hodnoty U_DS (označeno 1, 2, 3 ve vztahu k průběhu charakteristiky a)

Pro charakteristiku na obrázku výše to znamená:

Při uzavření kanálu se odchýlí dosud stoupající „odporová charakteristika“ doprava (obr. a - 3) a probíhá pak přibližně vodorovně, tedy dále téměř rovnoběžně s osou U_DS. Protože I_D dále nestoupá, nazývá se tato oblast nasycená (oblast saturace). Jak je dále vidět na obrázku, neprobíhá uzavření kanálu skokem, ale nastane plynulý přechod, tj. lineární část charakteristiky bude nejprve vlivem závěrných vrstev vnikajících do kanálu vystřídána nelineární charakteristikou, než konečně nastane nasycení.

Oblast od nuly do počátku saturace představuje průběh triodové charakteristiky.

Dále vidíme, že charakteristika neprobíhá přesně vodorovně, ale do určité míry s U_DS stoupá. To je způsobeno tím, že s rostoucím napětím U_DS se stále rozšiřují závěrné vrstvy, tj. oblast velkého odporu před D stále více proniká do kanálu N. To znamená, že kanál N se zkracuje, má v důsledku toho menší odpor a kolektorový proud musí být odpovídajícím způsobem větší. Protože tato změna proudu je poměrně malá, má charakteristika ve směru rostoucího U_DS jen nepatrné stoupání. V literatuře bývá tento jev nazýván modulace délky kanálu.

Bude-li se U_DS dále zvyšovat, dojde při určité hodnotě k průrazu mezi hradlem a kolektorem (obr. a - 4).

Výstupní kolektorová a převodní charakteristika JFET s kanálem N:

Na obrázku je úplná soustava výstupních kolektorových charakteristik FET s kanálem N

I_D = f (U_DS) pro U_GS = konst

(tj. slovně: I_D je funkcí U_DS s U_GS jako parametrem).

Příslušná převodní charakteristika

I_D = f (U_GS)

Na obrázku výše vidíme také již dříve uváděnou výstupní charakteristiku pro U_GS = 0.

Bude-li U_GS záporné, zvětší se automaticky závěrné napětí mezi G a D. To znamená, že koleno charakteristiky a rovněž Zenerův jev mohou vznikat při nižších hodnotách U_DS, a tím i při nižších hodnotách I_D. Charakteristiky se tedy posunou, jak je ukázáno v obrázku výše, k nižším hodnotám. Protože se v souladu se známým řešením Poissonovy rovnice:

mění šířka kanálu d (prostřednictvím šířek závěrných vrstev) nelineárně (přibližně kvadraticky), musí být funkční závislost mezi kolektorovým proudem I_D a napětím hradla U_GS při konstantním U_DS rovněž nelineární.

Popsané poměry zobrazuje převodní charakteristika I_D = f (U_GS). Z ní můžeme vyjádřit strmost součástky, která zde nabývá řádově hodnoty:

Protože strmost udává, jak se mění výstupní proud v závislosti na vstupním napětí, je tato veličina měřítkem pro zesilovací vlastnosti součástky.

To, že místo jedné převodní charakteristiky se zde tentokrát neobjevila soustava křivek, je způsobeno tím, že výstupní charakteristiky v oblasti nasycení mají jen malou strmost. Platí tedy jen jediná charakteristika pro všechny hodnoty U_DS v oblasti nasycení, tj. ve vlastní pracovní oblasti JFET.

Přibližný vztah pro oblast nasycení je:

kde I_Dm je maximální driftový proud při U_GS = 0 a U_DS = konst (zkrat) a U_p je napětí kolena při U_GS = 0 V.

Maximální hodnota driftového proudu je přitom úměrná:

tj. přímo úměrná pohyblivosti nosičů náboje b a šířce kanálu d a nepřímo úměrná délce kanálu l. Kolektorové napětí, při kterém dochází k ohybu charakteristiky (k uzavírání kanálu), je závislé na U_GS. Lze je vypočítat takto:

Pro lineární triodovou oblast platí vztah s k₁ a k₂ jako specifickými konstantami:

kde funkce působí pouze v oblasti uzavírání kanálu.

Protože řízení JFET probíhá pomocí hradla, přičemž mezi G a S leží závěrná vrstva provozovaná ve zpětném směru, je vstupní proud velmi malý, a tím vstupní odpor velmi velký (dosahuje hodnoty až 10¹² Ω). Uvedený poznatek má pro napěťové přizpůsobení velký význam. Je však nutné mít na paměti, že vstupní odpor je přirozeně jako přechod PN silně teplotně závislý.

Připojíme-li k hradlu kladné napětí, budou (od hodnoty prahového napětí diody výše) přechody hradla PN v pólovány v přímém směru, tj. vznikne poměrně velký proud. Protože tím silně klesá vstupní odpor, nemá tento případ téměř žádný význam.

V zásadě je zřejmé, že u JFET můžeme řídit velký kolektorový proud zanedbatelně malým proudem hradla. JFET je tedy použitelný jako zesilovač proudu. Obdobná situace je v zesilování napětí, tento případ bude popsán později.

Zvlášť významná je u této součástky skutečnost, že I_D jako proud majoritních nosičů je unipolární. Tím je přirozeně i menší teplotní závislost, protože na jedné straně je hustota majoritních nosičů mnohem větší než hustota částic vznikajících tepelnou emisí a na druhé straně se téměř nemění pohyblivost b, protože hustota majoritních nosičů je v porovnání s hustotou volných nosičů náboje ve vodiči poměrně malá. Za zmínku ještě stojí, že u této součástky je nízký i podíl šumu, takže je vhodná pro použití při zesilování malých vysokofrekvenčních signálů.

Uvažujeme-li JFET s kanálem P, je v symbolu tranzistoru šipka v opačném směru. Dále se obrátí polarity všech proudů a napětí, tj. I_D a U_DS jsou záporné, U_GS oproti tomu kladné. V praxi se především z technologických důvodů prosadil JFET s kanálem N.

Dosud diskutovaný tranzistor bývá nazýván horizontální FET vzhledem k horizontální poloze kanálu, a tím i k průběhu proudu. V důsledku geometrie kanálu není vhodný pro použití v oblasti vyšších výkonů (jednotky až stovky wattů). K těmto účelům používáme vertikální FET, označovaný zkráceně VFET. Na obrázku níže je zobrazen příklad VJFET, tvořeného z několika tisíc (např. 10 000) jednotlivých tranzistorů zapojených paralelně, kdy každý přechod hradla (viz sítovou strukturu hradla na obr. b) od S k D představuje jeden tranzistor. Také struktura proudů je vertikální. Jako koncový tranzistor nf zesilovačů se často používá v triodové oblasti.

Vertikální výkonový JFET (VJFET) s kanálem N:

a) technická realizace, b) základní uspořádání

Pro úplnost se ještě zmíníme o zvláštní formě JFET, a to o diodě s vlivem elektrického pole FED (field-effect-diode). Na obrázku níže je zobrazena její charakteristika. U FED je emitor spojen přímo s hradlem, takže U_GS je stále nulové. V prvním kvadrantu má charakteristika typický průběh „konstantního proudu“, zatímco ve třetím kvadrantu má „odporový průběh“. FED se proto používá vzhledem k průběhu charakteristiky v prvním kvadrantu jako zdroj konstantního proudu, popř. jako omezující dioda.

Charakteristika FED:

Na tomto místě poznamenejme, že průběh charakteristik JFET je ve třetím kvadrantu charakteristiky I_D = f (U_DS) obdobný charakteristice na obrázku výše. Protože vzhledem k přepólovanému napětí U_DS nemůže již nastat uzavření kanálu, nedochází k zesílení a charakteristika má jen vlastnost odporové závislosti; JFET může tedy být v okolí nuly (pro U_DS) použit jako proměnný rezistor.

c) Tranzistor s izolovaným hradlem (IGFET)

U tranzistoru typu IGFET neprobíhá řízení prostřednictvím závěrné vrstvy, nýbrž pomocí izolační vrstvy. Ta je v mnoha případech tvořena vrstvou oxidu, a proto vznikl název MOSFET (metall-oxide-semiconduktor).

U tranzistoru s izolovaným hradlem rozlišujeme ochuzovací typ (depletion type) a obohacovací typ (enhancement type).

Použití křemíku jako základního materiálu v následujících příkladech vychází ze skutečnosti, že potřebné izolační vrstvy lze „relativně“ snadno vyrobit ve formě oxidu křemičitého SiO₂.

a) Ochuzovací typ IGFET

Obrázek níže zobrazuje ochuzovací typ IGFET, který je v praxi nejrozšířenější v provedení s kanálem N. Protože zde čtvrtá elektroda není jako u JFET přiřazována hradlu, ale většinou emitoru, kreslí se ve schematické značce odděleně a. označuje se obecně jako vývod substrátu (podložky).

Řídicí mechanismus tohoto IGFET je charakterizován tím, že do kanálu N neproniká jako u JFET závěrná vrstva, ale elektrické pole, které přes velmi tenkou izolační vrstvu (< 1 μm) spolu se závěrnou vrstvou protilehlé strany způsobí vznik kolena charakteristiky. K uzavírání kanálu dochází takto:

Zvětší-li se I_D při konstantním U_GS (např. U_GS = 0), roste s I_D také napěťový úbytek U_DS. Protože je oproti kolektoru D kladný, působí jako závěrné napětí na přechod PN a jako záporné předpětí na hradlo G, protože hradlo je o tuto část napětí zápornější než D. Tím do kanálu N vniká ze strany přechodu PN závěrná vrstva a od hradla záporná oblast elektrického pole vytlačující elektrony, až konečně po spojení obou oblastí dojde k uzavření kanálu. Podobně jako u JFET stoupá tedy výstupní charakteristika nejprve lineárně s velkou strmostí a pak probíhá po uzavření kanálu s malým sklonem dále. Změní-li se nyní UGS na záporné, vypudí toto napětí další nosiče záporného náboje, takže uzavření kanálu nastane vlivem ochuzení kanálu z hlediska nosičů záporného náboje dříve, tj. při menším I_D. Od právě uvedeného jevu ochuzování byl odvozen název „ochuzovací typ“. Kladné hodnoty U_GS působí přirozeně proti ochuzování, což znamená, že koleno charakteristiky se posune k vyšším hodnotám I_D.

Ochuzovací typ IGFET s kanálem N (technologické uspořádání, schematická značka, výstupní a převodní charakteristiky pro zapojení se společným emitorem):

Protože elektrické pole může izolační vrstvou do polovodiče pronikat obtížněji, než se mohla v polovodiči rozšiřovat závěrná vrstva, musí být řídicí napětí na hradle IGFET větší než u JFET. To má za následek zmenšení strmosti, různé podle technologie výroby. Dosahuje se hodnot:

Jak můžeme vidět na charakteristikách IGFET na obrázku výše, je také zde (podobně jako u JFET) průběh nelineární (přibližně kvadratický) a závislý na U_GS, avšak tento typ tranzistoru může být řízen jak kladným, tak záporným napětím hradla. Uváděná skutečnost vyplývá z toho, že proud izolační vrstvou je jak pro kladná, tak záporná napětí hradla přibližně nulový, zatímco u JFET to vzhledem k vstupnímu přechodu PN není možné. U IGFET tedy nastává kapacitní řízení, takže se proti JFET vstupní odpor ještě zvýší. V současné době lze dosáhnout hodnot řádu 10¹⁵ Ω, což znamená v podstatě nevýkonové řízení.

Uvažujeme-li IGFETs kanálem P, je šipka v schematické značce opačně orientována. Dále se obrátí smysly všech proudů a napětí.

Existují ještě další technologická uspořádání ochuzovacího typu IGFET. Jedním z důležitých provedení se budeme zabývat v závěru následujícího odstavce b).

b) Obohacovací typ IGFET

Pro řídicí techniku je v současnosti nejdůležitější IGFET v provedení MOS, obohacovací typ s kanálem P nebo N. Obrázek níže ukazuje typ s kanálem P v nejobvyklejším zapojení se společným emitorem.

S přihlédnutím ke stavbě součástky a pólování pomocí U_DS nemůže mezi S a D procházet proud, jestliže U_GS = 0, protože závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN je pólována ve zpětném směru. Při využití křemíkové polovodičové techniky je tento proud nejvýše řádu pikoampérů.

MOSIGFET, obohacovací typ s kanálem P, v zapojení se společným emitorem (technologické uspořádání, schematické znázornění, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika):

Dosáhne-li U_GS záporných hodnot, budou vlivem elektrického pole v tenké oblasti N před hradlem vytlačovány elektrony a na jejich místo přijdou díry. Mezi oběma „ostrůvky P“ vznikne tenké „spojení P“, tj. kanál P. Protože tento kanál vznikne „obohacením“ tenké oblasti N pod hradlem děrami, dostal tento IGFET název obohacovací typ.

Jestliže tedy určitým napětím U_GS vznikl kanál, může prudce stoupnout s U_DS kolektorový proud I_D, který podle znaménka bude záporný, protože směr I_D je opačný, než je udáno na obrázku. Jak silně stoupne kolektorový proud, závisí na řídicím napětí U_GS, protože jeho velikost určuje hloubku proudového kanálu. Tím lze i zde ovládat nevýkonově výstupní proud I_D vstupním napětím U_GS, tj. řídit, protože izolační vrstvou při G nemůže procházet vstupní proud, což stejně jako u ochuzovacího typu IGFET má za následek vysoký vstupní odpor 10¹² až 10¹⁵ Ω.

Právě popsaný proces řízení součástky je zřejmý ze vstupní charakteristiky na obrázku výše, přičemž vlivem prostorového náboje stoupá I_D s rostoucím U_GS silně nelineárně. Vstupní charakteristiky lze objasnit takto:

Jestliže se záporným napětím hradla vytvořil kanál P, stoupá prudce kolektorový proud I_D. Následuje úbytek napětí v kanálu P od elektrody D k S, tj. D je zápornější proti S. Toto záporné napětí působí proti napětí hradla tak, že se kanál ve směru od S k D zúží a při dostatečně velkém I_D, tj. při dostatečném napětí od D k S, se u D uzavře. Tím nemůže I_D dále stoupat, což znamená, že charakteristika se ohne a probíhá dále jako u jiných typů přibližně vodorovně, tedy téměř rovnoběžně s osou U_DS. Zvětší-li se napětí hradla, posune se tato charakteristika nelineárně k větším hodnotám I_D . Je to způsobeno tím, že proudový kanál vzniká hlouběji v tenké oblasti N, což je zřejmé z průběhu převodní charakteristiky.

Matematická interpretace průběhu charakteristiky v oblasti nasycení (saturace) ukazuje i zde přibližně kvadratický charakter:

K je materiálová konstanta; která jako I_Dm je úměrná bd/l, a U_TH je prahové napětí (threshold voltage). U_TH zde má zvláštní význam, protože toto napětí udává, pro jaké U_GS bude I_D = 0, tj. od této úrovně stoupá kolektorový proud od nuly pro |U_GS| > U_TH. U_TH leží obvykle v rozsahu (0,25 až 5) V.

Prahové napětí U_TH lze objasnit fyzikálně: Nejprve musí řídící napětí dosáhnout velikostí (0,25 až 1) V, aby vůbec vznikl kanál. V mezní vrstvě mezi oxidem a substrátem (polovodičový materiál dotovaný N) je podle druhu technologie více nebo méně kladných povrchových nábojů, které proti substrátu působí jako kladné předpětí. Toto „předpětí“ musí být kompenzováno záporným napětím U_GS na hradle (což je druhá podmínka pro vznik kanálu), tj. vlastní efektivní řídící napětí má hodnotu |U_GS| - U_TH. Tím klesá ještě více strmost, a to na hodnotu kolem

Pro triodovou oblast charakteristiky platí:

přičemž U_DS působí pouze v oblasti nárůstu charakteristik.

Z výstupních charakteristik na obrázku výše je rovněž vidět, že také zde charakteristiky neprobíhají vodorovně, ale do určité míry stoupají s U_DS. To vyplývá z této skutečnosti: s přírůstkem U_DS proniká závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN do materiálu N, a to i ve směru kanálu P. Tím se zmenšuje uzavřená část kanálu, tj. dráha bude mít nižší odpor než v ideálním případě. Uvedené skutečnosti objasňují, proč charakteristiky neprobíhají vodorovně, ale s rostoucím U_DS vykazují nepatrné stoupání vlivem mírného růstu kolektorového proudu. Jestliže se U_DS zvětší tak, že závěrná vrstva přechodu kolektor-substrát-přechod PN dosáhne emitorové oblasti, nastane průraz úseku kolektor-emitor, protože U_DS pak „dosáhne“ přímo od D až k S.

Tento IGFET díky vysokému vstupnímu odporu (který je způsoben izolační vrstvou a není na rozdíl od přechodu PN tranzistoru typu JFET téměř teplotně závislý) a vzhledem k výborným „spínacím vlastnostem“

U_DS = 0: neprochází kolektorový proud I_D

U_GS < U_TH: prochází proud I_D

hraje významnou úlohu v číslicové technice. Rozhodující význam má při realizování klopných obvodů přechod s izolační vrstvou, který umožňuje kapacitní řízení hradla vlivem kapacity hradlo-emitor.

IGFET se také používá v zesilovačích, přestože jeho použití není bez problémů, protože vlivem tenké izolační vrstvy hradla je velmi citlivý na statické náboje, dále v důsledku stavby kanálu vykazuje vyšší šum než JFET a jeho strmost je v horizontálním provedení poměrně malá.

Je vhodné poznamenat, že ve schematické značce u IGFET s kanálem N bude mít šipka opačný směr a že polarity proudů a napětí budou opačné, tj. kladné.

V praxi se v současnosti používají obohacovací typy MOSFET s kanálem N nebo P, a to v integrovaných obvodech s technikou kanálu P ve „vysokonapěťovém“ provedení (U_TH = -2 až -5 V, provozní napětí -10 V až -30 V) a s technikou kanálu N (U_TH = 0,25 až 1,5 V, provozní napětí 1,5 až 8 V).

Existují také tranzistory typu MOSFET, které mají schematicky stejnou stavbu jako IGFET na obrázku výše, avšak jsou opačně dotovány (tj. NPN) a pracují jako ochuzovací typ. Tím začnou být účinné kladné nosiče nábojů, které jsou stále přítomny v mezní vrstvě mezi oxidem a substrátem. Ty vyvolají již při U_DS = 0 vlivem influence obrácení (inverzi) druhuvodivosti polovodiče P mezi ostrůvky S a D dotovanými N, takže již v tomto stavu může vytvořením kanálu N v substrátu P procházet značný kolektorový proud. Se záporným napětím hradla (jak bylo popsáno v bodu a) je kanál ochuzován z hlediska nosičů náboje a kolektorový proud klesá k nule. Pro kladné napětí hradla lze tento tranzistor přirozeně použít jako obohacovací typ.

Realizace výkonových tranzistorů vede rovněž od horizontální k vertikální struktuře. Obrázek níže ukazuje VMOSFET s kanálem N, obohacovací typ, přičemž dotované vrstvy leží jedna na druhé a struktura MOS vznikla na obou stranách rýhy vyleptané do tvaru V. Dochází tak ke zdvojení proudových drah a technologicky je dána jednoduchá možnost vytvořit tyto struktury V mnohonásobně na polovodičovém substrátu, popř. je řadit paralelně. Tyto skutečnosti a dobré zvládnutí technické realizace krátkých kanálů (asi 1,5 μm) (na rozdíl od délky kanálů 5 μm u horizontálních MOSFET) zvyšují výkonové možnosti této struktury.

Konstrukce takových součástek umožňuje např. spínání proudů až 10 A při napětí více než 100 V v oblastech nanosekund. Odpor emitor-kolektor v propustném stavu je asi (1 až 5) Ω proti (1 až 10) kΩ u horizontálních MOSFET. Z hlediska uvedeného odporu, který vzhledem k nezbytné kapacitě hradla a vodičů vede k velkým časovým konstantám, a tím i k relativně delším spínacím dobám, má horizontální MOSFET proti VMOSFET horší frekvenční vlastnosti - delší spínací doby. To platí jen tehdy, pokud není paralelně zapojeno příliš mnoho struktur V pro dosažení vysokých proudů, protože se tím značně zvyšuje kapacita hradla. Struktura V se díky krátkým spínacím dobám a příznivé technologii využívá v systémech zpracování informace (v oblasti malých výkonů), např. v polovodičových pamětech atd.

Vertikální MOSFET s kanálem N a strukturou V (struktura, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika):

Důležitým kritériem pro použití tranzistorů při konstrukci zesilovačů je téměř lineární chování tranzistoru při napětí hradla U_GS ≥ 3 V. Tato linearita a téměř vodorovný průběh výstupních charakteristik jsou způsobeny krátkým kanálem a poměrně velkým napětím kolektor-emitor (10 V až 50 V). Protože strmost S, jak ukazuje převodní charakteristika, nabývá vysokých hodnot řádu od 0,1 A/V do 1 A/V, dochází i k velkému napěťovému zesílení. Proudové zesílení je rovněž vysoké v důsledku velkého vstupního odporu hradlo‑emitor (10⁶ Ω až 10¹² Ω). Výsledkem je vysoké výkonové zesílení.

Tranzistory typu VMOS jsou také vyráběny se strukturou U. Označujeme je pak UMOSFET.

Na obrázku níže je zobrazen jiný druh výkonového tranzistoru MOS, a to vertikální VMOS s kanálem N, obohacovací typ s mnoha horizontálními, paralelně spojenými kanály s vertikálním přechodem proudu. Tento tranzistor, který vznikl z DMOSFET (double difused MOSFET), je označován SIPMOSFET (Siemens-Power-MOSFET). Také zde se vyskytují vysoká proudová, napěťová a výkonová zesílení při proudech kolem 30 A a napětích větších než 100 V. Těchto hodnot se dosahuje, protože planární technologií lze realizovat extrémně krátký kanál o délce menší než 1 μm. Jinak platí totéž jako u VMOSFET.

SIPMOSFET (struktura, výstupní charakteristiky a převodní charakteristika):

Výkonové tranzistory MOS, často označované MOSPOWERFET, jsou k dispozici v provedení s kanálem N, P, a to především jako obohacovací typy.

d) Bipolární tranzistor

Rozlišujeme tranzistory PNP a NPN. Činnost bipolárního typu tranzistoru bude ukázána na modelu sledu oblastí NPN, který je typický pro křemík jako výchozí materiál. Také zde představuje kružnice v schematické značce tranzistoru jeho pouzdro.

Bipolární tranzistor má rovněž tři elektrody, které jsou označovány emitor E, báze B a kolektor C. Podle toho, která z elektrod bude společně použita pro vstup a výstup, mluvíme o zapojení se společným emitorem, kolektorem nebo bází.

Bipolární tranzistor NPN v zapojení se společným emitorem včetně rozdělení hustot náboje a se schematickou značkou:

Jako příklad bylo zvoleno zapojení se společným emitorem, které je v principu analogii k zapojení vakuové triody se společnou katodou a je nejpoužívanější.

Přiložená napětí způsobí, že tranzistor ve vstupním obvodu BE od E k B je pólován v přímém směru, ve výstupním obvodu CBE od E k B také v přímém směru, ale od C k B ve zpětném směru. Vytvoří se tedy tok elektronů z oblasti emitoru do oblasti báze (přes závěrnou vrstvu emitoru E_zv) a obráceně vznikne tok děr.

Z poznatků o poruchách v polovodiči je známo, že hustota majoritních nosičů se nemění, protože je tak velká, že doba zotavení je velmi malá - dosahuje asi 10^-12 s. Pro minoritní nosiče však dosahuje řádu 10^-3 s. Je tedy poměrně velká a nestačí neutralizovat poruchy vzniklé jednostranným přítokem nebo odtokem nosičů náboje.

Pro rozdělení hustoty nosičů tím dostáváme: Hustota minoritních nosičů v bázi na přechodu EB vzroste o několik řádů proti normální hustotě, protože minoritní nosiče vlivem většího přítoku elektronů z emitoru nejsou časově schopny rekombinací dosáhnout rovnováhy.

Na přechodu BC je situace opačná: Protože k C odtéká ve formě saturačního proudu více minoritních nosičů, než kolik dorazí elektronů ve formě toku majoritních nosičů od C k B, klesne tam hustota o několik řádů. Tak vznikne na šířce báze d_B spád hustoty minoritních nosičů, což má za následek difúzi elektronů od emitorové závěrné vrstvy E_ZV ke kolektorové závěrné vrstvě C_ZV. Je-li vrstva báze tenká (při současné technologii asi 0,5 μm až 10 μm), dostane, se difúzí většina elektronů, dříve než může v bázi zrekombinovat nebo odtéci přívodem báze, do kolektorové vrstvy C_ZV. Přiloženým kolektorovým napětím pak budou elektrony „odsáty“ k C. Tento proud elektronů i_FN lze vyjádřit (stejně jako u diody) takto:

Protože bázi můžeme v důsledku krátkých dob zotavení považovat za oblast bez elektrického pole, může i_F0N být čistým difúzním proudem, který lze vyjádřit:

kde e₀ je elementární náboj,

D_N difúzní konstanta elektronů,

Δn_P spád hustoty minoritních nosičů (elektronů) na šířce báze d_B (vlivem U_CE pro U_BE = 0).

Difúzní proud i_F0N je tedy v první řadě závislý na spádu hustoty elektronů v bázi od E_ZV k C_ZV, tj. na chování minoritních nosičů.

Dále nelze zamezit odtoku elektronů do báze a vytvoření toku majoritních děr od B k E. Tok elektronů udržíme v malých mezích nepatrnou šířkou báze, tok děr malým dotováním P báze proti vysokému dotování N emitoru (nepatrný saturační proud, a tím i nepatrný tok majoritních nosičů).

Protože závěrná vrstva emitoru je pólována napětím báze v přímém směru, je závěrná vrstva největší, jestliže je napětí báze nejmenší. Při velké závěrné vrstvě prochází jen málo elektronů do báze, takže kolektorový proud

je nepatrný. Při větších napětích báze se bude emitorová závěrná vrstva zmenšovat. Do oblasti báze přichází více elektronů a roste kolektorový proud. Kolísá-li nyní napětí báze, mění se ve stejném rytmu i kolektorový proud.

Napětím báze je tedy řízen proud kolektoru. Proud báze i_BF, který přitom vzniká, je z hlediska řízení ztrátový proud.

Poměr

nazýváme proudový zesilovací činitel tranzistoru v zapojení se společným emitorem. Označujeme jej h_21E při statické hodnotě a h_21e při dynamické. Pro statický případ při zkratovaném výstupu tranzistoru je h_21E běžných tranzistorů v rozsahu od 10 do 1000.

Protože při řízení tranzistoru v zapojení se společným emitorem je závěrná vrstva emitoru E_ZV pólována v přímém směru, je napětí báze malé; dále je poměrně malý proud báze a kolektorový proud naproti tomu velký. Protože kolektorové napětí jako závěrné napětí může být poměrně velké, znamená to při malém vstupním výkonu velký výstupní výkon. Tím se vysvětlují proudové, napěťové a výkonové zesilovací vlastnosti tranzistoru v tomto zapojení.

Charakteristiky tranzistoru můžeme nyní popsat takto: Vstupní charakteristika představuje proud báze jako funkci vstupního napětí, tedy diodovou charakteristiku, avšak posunutou o -I_B, což je způsobeno kolektorovým saturačním proudem i_Csat, procházejícím v protisměru.

Vstupní charakteristika tranzistoru NPN:

Můžeme z ní určit vstupní odpory, a to statický odpor R_BE (odpor stejnosměrnému proudu) a rovněž dynamický odpor r_BE (odpor střídavému proudu), které jsou vlivem proudu báze mnohem menší než u tranzistoru typu FET. Podle typu tranzistoru jsou řádu (0,1 až 10) kΩ, přičemž vždy platí r_BE < R_BE.

Napěťová převodní charakteristika (obr. níže) udává kolektorový proud jako funkci vstupního napětí. Součet i_FN a saturačního proudu kolektoru stejného směru i_Csat udává posunutí exponenciální funkce ve směru +I_C.

Napěťová a proudová převodní charakteristika tranzistoru NPN:

Z charakteristiky lze určit strmost S tranzistoru, která teoreticky odpovídá značné strmosti polovodičové diody podle rovnice:

protože i_FN se přibližně rovná toku majoritních nosičů proudu diody B-E. Dosahuje se zde strmosti řádu jedna desetina až několik ampérů na volt. Tento typ tranzistoru obdobně jako výkonový FET je tedy schopen zpracovat vysoké výkony při vysokých napěťových a proudových zesíleních. Proud i_F0N je silně ovlivněn minoritními nosiči a tím je závislý na teplotě. To znamená, že musí být, teplotně závislý i kolektorový proud. A to je také velkým nedostatkem bipolárního tranzistoru proti unipolárnímu tranzistoru FET.

Přibližně můžeme u bipolárního tranzistoru počítat s dvojnásobným zvýšením proudu při změně teploty o 7°C u germaniového tranzistoru a o 5°C u křemíkového tranzistoru.

Kolektorové proudy charakterizující v této souvislosti tranzistor jsou rovněž zobrazeny na obrázku výše, kde: I_C = I_C0 pro I_E = 0, I_C = I_CK pro U_BE = 0 a I_C = I’_C0 pro I_B = 0. Důležitou roli mají především při výběru typu tranzistoru, při kontrole kvality a funkce.

Proudová převodní charakteristika na obrázku výše vychází z rovnice:

přibližně jako přímka. Při I_B = 0 již I_C dosahuje hodnoty I_C0, h_21E je statický proudový zesilovací činitel. Dynamický proudový zesilovací činitel h_21e lze vyjádřit jako sklon dI_C/dI_B v určitém bodě, např. v pracovním bodě A. Vidíme, že h_21e se obecně nebude příliš lišit od h_21E, tj. h_21e ≈ h_21E.

Výstupní charakteristiky tranzistoru NPN (nahoře s parametrem U_BE, dole s parametrem I_B):

Výstupní charakteristiky ukazují závislost mezi kolektorovým proudem a kolektorovým napětím pro vstupní napětí nebo pro vstupní proud jako parametr. Kolektorové napětí má vliv na kolektorový proud, takže vznikne spád hustoty minoritních nosičů v báj. v blízkostí kolektorové závěrné vrstvy C_zv. Již při velmi malých hodnotách napětí kolektor-emitor, jako je U_CE = 0,1 až 1 V, stačí spád k tomu, aby se téměř všechny elektrony difúzí dostaly ke kolektoru. Přitom silně stoupne kolektorový proud při U_CE = 0 až 0,1, popř. 1 V a je pak již velmi málo závislý na U_CE, tj. I_C již téměř neroste, takže se charakteristiky ohýbají a probíhají dále téměř rovnoběžně s osou U_CE. To, že charakteristiky se nemění ve vodorovné přímky, je způsobeno především vlivem U_CE na závěrnou vrstvu kolektoru C_zv a tím i nepřímým působením přes šířku báze d_B na i_F0N. S rostoucím U_CE se bude zvětšovat C_zv, tj. šířka báze d_B se bude odpovídajícím způsobem zmenšovat, takže

kolektorový proud nepatrně s U_CE stoupá. Průběh charakteristik s parametrem U_BE je možné vyjádřit pomocí rovnice:

a průběh charakteristik s parametrem I_B lze vyjádřit pomocí rovnice:

Průběhy lze objasnit takto:

V prvním případě jsou „zahnuté“ charakteristiky navzájem rovnoběžně posunuty podle exponenciální funkce, zatímco v druhém případě probíhají ekvidistantně, tj. pro určitou hodnotu U_CE je vzdálenost mezi charakteristikami při stejném přírůstku parametru I_B konstantní.

Z výstupních charakteristik s parametrem U_BE je vidět, že charakteristiky pro I_C při konstantním U_BE s rostoucím U_CE v podstatě nerostou. To znamená, že pro tyto rozsahy U_CE - podobně jako u tranzistoru typu FET - existuje jen jedna napěťová převodní charakteristika, nikoliv soustava charakteristik. Protože výstupní charakteristika s parametrem I_B stoupá strměji, můžeme v tomto případě uvádět celou soustavu proudových převodních charakteristik s parametrem U_CE.

Protože u bipolárního tranzistoru proti většině tranzistorů typu FET výstupní charakteristiky od nuly prudce stoupají, má bipolární tranzistor nepatrná zbytková napětí, a tím i malé odpory v přímém směru. Tím je předurčen pro funkci spínače. Protože proti tranzistoru typu FET a vakuové triodě má bipolární tranzistor o jeden „parametr“ více - a to o vstupní proud - potřebujeme k popsání bipolárního tranzistoru minimálně dvě soustavy charakteristik.

Protože u bipolárního tranzistoru probíhá řízení podle exponenciální funkce, existuje zde vždy nebezpečí křížové modulace. Tento případ u FET téměř nemůže nastat vzhledem ke kvadratické závislosti mezi I_D a U_DS. Tranzistory jsou dnes základními součástkami zesilovačů, modulačních zařízení atd. Mohou zpracovávat pomalé, ale i rychlé průběhy. Při nízkých frekvencích je zesílení bez problémů (neuvažujeme teplotní závislosti), protože tranzistor pracuje i se stejnosměrným proudem. U vysokých frekvencí existují omezení zesílení vyvolané hromaděním minoritních nosičů kapacitami přechodů, difúzními jevy a dobou přechodu nosičů náboje bází nebo kanálem. Abychom mohli popsat tyto jevy, definujeme mezní frekvence.

Frekvenci, při které poklesne proudový zesilovací činitel odpovídající frekvenci 1 kHz na krát menší hodnotu, tedy o 3 dB, nazveme podle zapojení tranzistoru:

mezní frekvence f_h21b v zapojení se společnou bází

mezní frekvence f_h21e v zapojení se společným emitorem

mezní frekvence f_h21c v zapojení se společným kolektorem

Jako mezní frekvenci, při které klesne napěťové zesílení v zapojení se společným emitorem o 3 dB, můžeme udat:

Při přechodové frekvenci f_T poklesne h_21e na hodnotu 1 a bude platit vztah:

Až dosud uváděná schematická značka platí pro tranzistor NPN. Jde-li o tranzistor PNP, je šipka obráceně. Platí stejné charakteristiky, pouze všechny polarity se musí zaměnit, tj. proudy a napětí budou záporné.

Tři nejdůležitější technologická řešení bipolárního tranzistoru přibližuje obrázek níže: slitinový tranzistor, difúzní tranzistor a plenárně difúzní tranzistor. Vidíme, že u všech systémů zaujímá kolektorový přechod PN největší plochu. Protože se na kolektoru objevuje nejvyšší výkon, tj. velký kolektorový proud při velkém kolektorovém napětí, dosáhne se uvedeným uspořádáním příznivého odvodu tepla a vysokého proudového zesilovacího činitele.

V závislosti na geometrickém a technologickém uspořádání (v současnosti nejčastěji struktura na obrázku níže b) se bipolární tranzistory na bázi Ge, Si nebo GaAs vyskytují v nejrůznějším provedení od malovýkonových (s výkonem 0,1 až 1 W, zesílením h_21E = 30 až 1000 a mezní frekvencí v oblasti gigahertzů), až po výkonové (s proudy 200 až 500 A/1000 W, zesílením h_21E = 3 až 30 a spínacími dobami v oblasti nanosekund). Vysokonapěťovými tranzistory mesa lze zpracovávat napětí větší než 1000 V.

Důležitá technologická provedení bipolárního tranzistoru:

a) slitinový tranzistor, b) difúzní tranzistor, c) planárně difúzní tranzistor

Plenární technika je základem pro integrované obvody, kde je na základní polovodičové destičce (čipu) umístěno mnoho součástek - tranzistorů, diod spod. Kružnice, která ve schematické značce tranzistoru znamenala pouzdro, se v tomto případě nekreslí. Dokonce se neznázorňuje ani pouzdro obvodu. Jako výchozí materiál se i zde používá křemík.

Více se lze o technologických detailech dočíst ve firemní literatuře, katalogových listech, speciální literatuře apod.

Jako zvláštní formy bipolárního tranzistoru uvedeme krátce následující součástky:

Fototranzistor: Jestliže tranzistor vyřešíme konstrukčně tak, že přechod báze-emitor bude možné využít jako fotodiodu, vznikne kromě vnitřního fotoelektrického jevu také zesilovací jev. Mluvíme pak o fototranzistoru.

Trigistor: Je to tranzistor bez vyvedené báze, který bývá používán jako spouštěcí dioda. Má obdobnou charakteristiku jako varistor, pouze přechody ze závěrného do propustného stavu (které jsou zde však způsobeny Zenerovým jevem) se vyznačují krátkodobě oblastí záporného odporu (záporný sklon charakteristiky). Je to způsobeno tím, že po vzniku Zenerova průrazu dojde k značné injekci nosičů náboje od emitoru do oblasti báze, takže kolektorový proud může značně a rychle narůstat při zmenšujícím se napětí kolektor-emitor. Často je tato součástka nazývána diak, avšak nejčastěji pod označením diak rozumíme obousměrný diodový tyristor.

Magnetotranzistor (magnistor) je tranzistor závislý na magnetickém poli, který má dva kolektory. Pokud neexistuje magnetické pole, jsou oba kolektorové proudy stejné. Nachází-li se tranzistor v magnetickém poli, v důsledku Hallova jevu, způsobujícího odchýlení nosičů nábojů v závislosti na směru magnetického pole, bude jeden proud větší a druhý menší. Necháme-li oba proudy procházet přes rezistory se stejným odporem - na nichž se vytvoří úměrně velký úbytek napětí -, vznikne mezi oběma kolektory rozdílové napětí, které je úměrné velikostí magnetické indukce a směru magnetického pole. Hlavni předností tohoto tranzistoru je, že v důsledku zesílení může snímat extrémně malé magnetické indukce (< 10^-6 T) a kompenzuje teplotní drift, protože zvýšená teplota ovlivní oba kolektorové proudy, a tedy i oba úbytky napětí, takže rozdíl napětí zůstane stejný.

7. Diodový zpětně závěrný tyristor a triodové tyristory

Protože diodový zpětně závěrný tyristor je v podstatě triodový tyristor bez řídicí elektrody, lze obě součástky popisovat bez obtíží společně.

Z charakteristiky na obrázku níže je zřejmé, že triodový tyristor (zpětně závěrný s řídicí elektrodou P) představuje v podstatě diodu. Tento elektronický spínač vyžaduje k zapnutí zapínací impuls. Vzniklý hlavní proud lze vypnout několika způsoby. Tento spínač se používá hlavně v oblasti pohonů a usměrňovací techniky.

Ke krátkému objasnění fyzikální činnosti zpětně závěrného tyristoru s řídicí elektrodou P je účelné jeho technologickou čtyřvrstvovou strukturu, tj. sled přechodů PNPN, převést na náhradní schéma komplementárních tranzistorů.

Charakteristika a schematická značka triodového zpětně závěsného tyristoru s řídicí elektrodou P:

Technologická stavba a tranzistorové náhradní zapojeni triodového zpětně závěsného tyristoru s řídicí elektrodou P:

Je-li anodové napětí záporné, jsou oba přechody PN - horní a dolní - pólovány ve zpětném směru, tj. součástka se chová jako dvě diody zapojené v sérii ve zpětném směru. Bude-li anodové napětí U_a kladné, bude pólován ve zpětném směru pouze prostřední přechod PN, tj. společný přechod báze-kolektor obou tranzistorů. Nevyužijeme-li řídicí elektrodu, jsou oba tranzistory zavřeny a anodový proud je dán pouze zbytkovým proudem tranzistorů. Zvětší-li se U_a, stoupne nepatrně i zbytkový proud. Dosáhne-li zbytkový proud tranzistoru PNP hodnoty, která může na elektrodě G řídit tranzistor NPN, dostane se zbytkový proud po zesílení tímto tranzistorem zpět na bázi tranzistoru PNP atd., tj. oba tranzistory jsou při dosažení určitého anodového napětí skokově řízeny. To znamená, že při zaplavení středního přechodu PN mnoha volnými nosiči náboje ztrácí tento přechod blokovací charakter a triodový tyristor se s ohledem na oba zbývající přechody PN chová jako dioda v propustném stavu. Zůstává v propustném stavu, aniž je nutný proud řídicí elektrody. Má-li tyristor zapnout dříve, tedy při menším napětí U_a, musíme chybějící zbytkový proud dodat jednorázově do řídící elektrody jako impuls IG. Uvedené skutečnosti jsou zřejmé ze znázorněných charakteristik na obrázku výše.

Protože diodový zpětně závěrný tyristor je v podstatě stejná součástka bez řídicí elektrody, je z uvedeného zřejmé, že charakteristika diodového zpětně závěrného tyristoru je shodná s charakteristikou triodového zpětně závěrného tyristoru pro I_G = 0.

Schematická značka diodového zpětně závěrného tyristoru:

Různá provedeni tyristoru a schematické značky:

a) triodový tyristor obecně, b) triodový zpětně závěrný tyristor s řídící elektrodou P, c) triodový zpětně závěrný tyristor s řídící elektrodou N, d) tetrodový zpětně závěrný tyristor, e) fototyristor

Existují také tyristory s řídící elektrodou N. Jejich schematická značka je na obr. c. Jsou-li použity dvě řídicí elektrody, nazýváme takovou součástku tetrodový tyristor (obr. d).

Bude-li řídící elektroda využita jako vstup citlivý na světlo, lze k řízení využít vnitřního fotoelektrického jevu a hovoříme pak o fototyristoru (obr. e).

Má-li být triodový tyristor zobrazen obecně, použijeme schematickou značku na obr. a.

Až dosud popisované tyristory lze v normálním případě zapnout zapínacím impulsem. K vypnutí se musí přerušit procházející hlavní proud. Existují však vypínati tyristory, které je možné přepínat z propustného do blokovacího stavu a naopak prostřednictvím řídící elektrody. O použití těchto součástek ve výkonové elektronice se diskutuje řadu let, dosud však nejsou sériově vyráběny.

Protože se charakteristiky tyristoru vyznačují oblastí záporného diferenciálního odporu, lze tyristor použit podobně jako dvoubázovou diodu ve funkci zdroje impulsů. Protože u tyristoru jsou odpory vodivých drah v „bázi“ „zavedeny“ do obvodu zvnějšku, je konstanta v protikladu k dvoubázové diodě volitelná. Tyristorová součástka speciálně vyvinutá pro tyto účely se nazývá programovatelná dvoubázová dioda.

Protože tyristor může dnes zpracovávat blokovací napětí větší než 1000 V a pomocí proudů řídicí elektrody řádu miliampérů mohou být spínány anodové proudy do několika tisíc ampérů, je v současné době jednou z nejdůležitějšich spínacích součástek silnoproudé elektrotechniky.

Na závěr uvedeme krátce tři důležité kritické hodnoty tyristoru. Tyristory mají tu nepříjemnou vlastnost, že samovolně zapnou, jestliže bude překročena kritická strmost anodového napětí S_u = du/dt (V/μs), tj. jestliže se bude příliš rychle měnit anodové napětí. Příčinou jsou kapacitní proudy v závěsných vrstvách podle rovnice

které vznikají vlivem poměrně rychlého růstu anodového napětí a při dosažení kritické hodnoty způsobí samovolné zapnutí bez řídicího proudu. Dále nesmí být při zapínání překročena kritická strmost proudu S_i = di/dt (A/s), protože při šíření proudu po proudové dráze může dojít k přetížení polovodičového tělíska a ke zničení tyristoru: Rovněž je nutné mít na zřeteli zotavovací dobu, ovládanou komutací obvodu. Je to doba, která uplyne od okamžiku; kdy anodový proud dosáhl své nulové hodnoty, do okamžiku, kdy tyristor plně obnoví své blokovací schopnosti, tj. kdy prostřední přechod PN odstraněním nosičů náboje opět vytvoří závěrnou vrstvu.

8. Diodový obousměrný tyristor (diak) a triodový obousměrný tyristor (triak)

Diak je součástka, která má charakter dvou antiparalelně zapojených zpětně závěrných diodových tyristorů. To je také vidět na obrázku níže z charakteristiky a z pětivrstvové technologické struktury s udanými polaritami napětí. Diak bývá často použit - podobně jako trigistor (třívrstvový diak) - jako spouštěcí dioda v řídicích obvodech tyristorů. Pětivrstvový disk má oproti trigistoru podstatně vyšší kvalitu spínání (malé zbytkové napětí atd.).

Diodový obousměrný tyristor: technologická stavba s udáním polarit pro kladné napětí (U_A2A1) a záporné napětí (U_A1A2), schematická značka a charakteristika

Triak má charakter dvou antiparalelně zapojených triodových tyristorů.

Jde v podstatě o pětivrstvový diak s řídicí elektrodou. Technologická stavba včetně připojeni řídící elektrody a charakteristiky jsou zobrazeny na obrázku níže. V tomto uspořádání může triak spínat jak kladná, tak záporná anodová napětí s kladnými nebo zápornými řídicími impulsy I_B; triak může převzít funkci stykače, přičemž je mnohem rychlejší a pracuje bez pohyblivých částí.

Z hlediska výkonového zatížení je situace poněkud horší než u tyristoru, protože při každé půlvlně střídavého napětí se přepóluje anoda a vzniklé teplo lze technicky pomocí chladiče jen obtížně odvádět. Také nastávají dynamické problémy při komutaci proudů vyšších než 50 A.

Triodový obousměrný tyristor:

technologická stavba, schematická značka a charakteristika

Nejdůležitější elektronické součástky

1. Odporové součástky

a) Rezistor

b) Termistory (NTC a PTC)

c) Fotorezistor

d) Varistor

e) Magnetorezistor

2. Kondenzátor

3. Cívka

4. Transformátor

5. Polovodičové diody

a) Plošné diody a hrotové diody, Shottkyho diody

b) Stabilizační dioda, tunelová dioda a inverzní dioda

c) Dioda P+PN a dioda PIN

d) Kapacitní dioda

e) Lavinová dioda a Gunnova dioda

f) Fotodioda

g) LED - světelná emisní dioda

h) Magnetodioda

i) Dvoufázová dioda (jednopřechodový tranzistor)

6. Tranzistory

a) Unipolární tranzistor (FET)

b) Tranzistor s přechodovým hradlem (JFET)

c) Tranzistor s izolovaným hradlem (IGFET)

d) Bipolární tranziztor

7. Tyristory

8. Diak a triak

1. Odporové součástky

a) Rezistor

b) Termistory

Termistory NTC

Termistory PTC

c) Fotorezistor

d) Varistor

e) Magnetorezistor

2. Kondenzátor

3. Cívka

4. Napájecí transformátor, sdělovací transformátor

a) Chování při středních frekvencích

b) Chování při nízkých frekvencích

c) Chování při vysokých frekvencích

Shrnutí

5. Polovodičové diody

a) Plošné diody a hrotové diody, Schottkyho diody

b) Stabilizační dioda, tunelová dioda a inverzní dioda

c) Dioda P+PN a dioda PIN

d) Kapacitní dioda

e) Lavinová dioda a Gunnova dioda

f) Fotodioda

g) Světelná emisní dioda

h) Magnetodioda

ch) Dvoubázová dioda (jednopřechodový tranzistor)

6. Tranzistory

a) Unipolární tranzistor (FET)

b) Tranzistor s přechodovým hradlem (JFET)

c) Tranzistor s izolovaným hradlem (IGFET)

a) Ochuzovací typ IGFET

b) Obohacovací typ IGFET

d) Bipolární tranzistor

7. Diodový zpětně závěrný tyristor a triodové tyristory

8. Diodový obousměrný tyristor (diak) a triodový obousměrný tyristor (triak)

c) Dioda P⁺PN a dioda PIN

c) Dioda P⁺PN a dioda PIN